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ADI? ? ?Darwin P. Tolentino，產(chǎn)品?測試開發(fā)經(jīng)理
摘要
全差分放大器(FDA)具有差分輸入和差分輸出，其輸出共模 由直流(DC)輸入電壓獨(dú)立控制，主要用在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中模 數(shù)轉(zhuǎn)換的前端，用于將信號(hào)調(diào)理為合適的電平以供下一級(jí) （通常是模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)）使用。FDA一般采用單芯片設(shè) 計(jì)，電源電壓較小，因此輸出動(dòng)態(tài)范圍有限。本文將介紹 具有可調(diào)共模輸出的高壓低噪聲FDA的設(shè)計(jì)方法。本文還完 整分析了FDA噪聲，以及其對(duì)高性能數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)信號(hào)鏈的 總體信噪比(SNR)的影響。
引言
高壓FDA適用于需要寬輸出動(dòng)態(tài)范圍和與高性能FDA類似的交流 (AC)性能的應(yīng)用。例如，測試和評(píng)估具有寬輸入范圍的精密數(shù)據(jù) 采集信號(hào)鏈可能需要高壓FDA。由于電源電壓較小，目前大多數(shù) FDA的輸出電壓范圍一般都很有限。FDA適合用于驅(qū)動(dòng)高性能ADC的輸入，后者通常需要單電源。FDA具有出色交流性能，其SNR 和總諧波失真(THD)十分優(yōu)異。不過，在失調(diào)、軌間擺幅、偏置 電流和漂移性能方面，F(xiàn)DA不如許多更高電壓的精密運(yùn)算放大 器。但這完全不是問題，因?yàn)槠錆M足ADC驅(qū)動(dòng)要求，而且ADI公司 提供了一系列用于各種應(yīng)用的ADC驅(qū)動(dòng)器。
FDA支持單端或差分輸入，具有增益，并提供差分輸出，其共模 通?？赏ㄟ^輸出共模輸入引腳(VOCM)進(jìn)行調(diào)整（見圖1）。FDA的優(yōu) 勢在于擁有更大的輸出動(dòng)態(tài)范圍，最大輸出是輸出軌的兩倍， 并且其噪聲和偶次諧波失真更低。例如，±5 V FDA的最大輸出峰 峰值接近±10 V或20 V p-p。
±18 V電路的輸出大于60 V p-p。ADA4625-1/ADA4625-2是低噪聲JFET放 大器，噪聲和失真性能非常好，并且電源范圍寬達(dá)±18 V。需滿 足應(yīng)用的所有直流和交流性能要求時(shí)，使用分立運(yùn)算放大器設(shè) 計(jì)FDA可能會(huì)很棘手。
要?jiǎng)?chuàng)建差分放大器，比較簡單的方法是使用同相和反相放大器 在輸出端產(chǎn)生差模信號(hào)（圖2），但這種方法的缺點(diǎn)是兩個(gè)放大 器U1和U2不能以非常對(duì)稱的方式運(yùn)行，因而性能沒有得到優(yōu)化。
圖2. 單端轉(zhuǎn)差分電路
更好的方法是將兩個(gè)運(yùn)算放大器配置成差分方式，類似于基本 差分放大器，其中U1和U2共享反饋和增益電阻，增益Av = (RG + 2RF)/RG （見圖3）。
圖3. 差分放大器電路
此配置通過簡化的增益網(wǎng)絡(luò)提供平衡輸出，并可通過增益設(shè)置 電阻RG輕松調(diào)整增益大小。然而，當(dāng)輸入為單端時(shí)，差分輸出 在幅度上將是不對(duì)稱的（見圖4）。不對(duì)稱輸出會(huì)使輸出范圍嚴(yán) 重受限，因?yàn)槠渲幸粋€(gè)輸出會(huì)先于另一個(gè)輸出達(dá)到供電軌。通 過調(diào)整電阻增益網(wǎng)絡(luò)使輸出對(duì)稱，可以解決此問題（圖5）。請(qǐng) 注意，增益電阻被分成兩部分，即RG1和RG2，并且U2從RG1和RG2的中 心獲得反饋，從而使輸出對(duì)稱。增益由下式給出：Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1。
圖4. 不對(duì)稱輸出
圖5. 對(duì)稱輸出
添加可調(diào)輸出共模 添加可調(diào)共模的方法有兩種：一種方法是使用兩個(gè)ADA4625器件 為每個(gè)輸入添加一個(gè)VOCM放大器（圖6和圖7）；另一種方法是僅 使用一個(gè)ADA4625-1作為VOCM放大器（圖8和圖9）。這些方法各有 利弊，下文將展開詳細(xì)討論。
通過添加放大器U3和U4，所施加的任何直流輸入電壓(V6)都會(huì) 加到正負(fù)輸入上。由于每個(gè)輸入都增加了相同電壓，因此它們 在輸出端表現(xiàn)為直流共模。然而，除了U1和U2差分級(jí)會(huì)進(jìn)一步 放大額外噪聲之外，U3和U4還會(huì)在電路中產(chǎn)生額外的功耗。不 過，它非常簡單，并且不會(huì)影響整體信號(hào)增益。對(duì)于圖6中的電 路，信號(hào)增益為Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1；對(duì)于圖7中的電路，信號(hào) 增益為Av = (RG + RF1 + RF2)/RG。
圖6. 采用雙放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice?仿真
圖7. 采用雙通道放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅 色）和輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
添加可調(diào)VOCM的另一種方法是添加一個(gè)放大器，將其輸出加到 每個(gè)輸入上。這種方法的優(yōu)點(diǎn)包括：使用的器件（僅一個(gè)放大 器）和電阻更少，以及所添加器件產(chǎn)生的噪聲貢獻(xiàn)更低。實(shí)際 上，U3不會(huì)產(chǎn)生任何額外噪聲，因?yàn)槌藖碜噪娮璺謮浩鱎4至 R7的噪聲外，其折合到輸出的噪聲表現(xiàn)為U1和U2輸入的共模。
電阻R3至R7構(gòu)成電阻加法器網(wǎng)絡(luò)，將VOCM加到輸入信號(hào)上。R3至 R5將共模加到正輸入信號(hào)上，而R6至R8（單端輸入則為R6和R7） 將共模加到負(fù)輸入上。請(qǐng)注意，該電阻網(wǎng)絡(luò)會(huì)衰減輸入信號(hào)。 這會(huì)降低電路的整體信號(hào)增益。對(duì)于圖8中的電路，總信號(hào)增 益為Av = [(RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]；對(duì)于圖9中的電 路，總信號(hào)增益為Av = [(RG + RF1 + RF2)/RG][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]。噪聲 分析部分闡明了主要噪聲源，并且根據(jù)所需的總增益和設(shè)計(jì)人 員需重點(diǎn)考慮的其他因素，討論了第二種添加VOCM的方法是否比 第一種方法更有益。
圖8. 采用單放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
圖9. 采用單放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
噪聲分析
在為高性能精密數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈提供激勵(lì)時(shí)，噪聲是一個(gè)關(guān)鍵 考慮因素，最終將決定系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)范圍和SNR方面的限制。16 位ADC的理論SNR為98 dB（6.02 N + 1.76 dB，N = 位數(shù)），這意味著 4.096 Vp輸出（或8.192 V p-p）的等效噪聲約為36 μV rms。這種噪聲 稱為量化噪聲，是由ADC的量化誤差引起的。-98 dB SNR是16位系 統(tǒng)的理想極限，任何性能下降都將是由ADC的輸入或周圍電路的 額外噪聲引起的。以下是單通道和雙通道放大器VOCM全差分電路 中各元器件的噪聲貢獻(xiàn)分析。圖10為具有雙放大器VOCM的FDA電路 噪聲模型。
差分級(jí) — U1和U2噪聲貢獻(xiàn)
ADA4625-1/ADA4625-2的電流噪聲密度非常低，在1 kHz時(shí)為4.5 fA/√Hz， 而折合到輸入(RTI)的電壓噪聲在1 kHz時(shí)約為3 nV/√Hz，本分析將其 視為寬帶噪聲。U1和U2的電流和電壓噪聲在差分輸出端的總噪 聲貢獻(xiàn)（均方根值）可以表示為：
其中，eNv,U1U2是U1和U2的RTI電壓噪聲引起的輸出電壓噪聲，而eNI,U1U2 是輸入電流噪聲引起的輸出電壓噪聲。對(duì)輸入端各分量噪聲的 平方和求平方根(RSS)可以得到RTI電壓噪聲，然后由增益和反饋 網(wǎng)絡(luò)RF和RG進(jìn)行放大。類似地，電流噪聲經(jīng)過RSS處理后，由RG轉(zhuǎn) 換為電壓噪聲，再經(jīng)放大傳輸至輸出。輸入電流噪聲非常小， 其貢獻(xiàn)微不足道，因此電阻和放大器的電壓噪聲是輸出端的主 要噪聲源。
從之前的討論可以得知，隨著增益的提高，放大器的電壓噪聲 很容易成為主導(dǎo)噪聲。使用較小的RG值（例如500 Ω）可以大大 降低電阻的噪聲。
VOCM電路 — U3和U4噪聲
接下來分析圖10中VOCM電路的噪聲。VOCM電路（U3和U4）的總噪聲 （包括電阻噪聲，并忽略每個(gè)放大器的輸入電流噪聲）計(jì)算方 式如下：
其中，R1//R2為R1和R2的并聯(lián)等效電阻。從之前的討論還可以明 顯看出，U3和U4的總噪聲主要由放大器電壓噪聲和電阻噪聲組 成，因此最好保持較低電阻值，以有效減少其對(duì)整體噪聲的 貢獻(xiàn)，使放大器噪聲成為唯一的主要噪聲源。VOCM電路輸出端 的噪聲會(huì)出現(xiàn)在差分級(jí)的輸入端，隨后由差分級(jí)放大并傳輸 至輸出端。
VOCM電路 — 單放大器U3噪聲
如前所述，U3輸出端的噪聲作為U1和U2輸入端的共模出現(xiàn)（顯示 為inp和inn，見圖 11），因此不會(huì)給差分級(jí)帶來噪聲。額外的噪 聲來自電阻R3至R8。仔細(xì)檢查可發(fā)現(xiàn)，差分級(jí)的每個(gè)輸入端都 有三個(gè)并聯(lián)電阻——正輸入端為R3至R5，負(fù)輸入端為R6至R8（圖 11c），這也使得電阻的噪聲貢獻(xiàn)非常小。
圖11. 單放大器VOCM噪聲模型
在雙放大器和單放大器VOCM電路這兩種電路中，后者的噪聲貢獻(xiàn) 要低得多，但其整體信號(hào)增益較低。此外，它的功耗更低，所 需的放大器也更少。公式7表示圖11中VOCM電路輸出端的噪聲；公 式8表示差分級(jí)輸出端變化對(duì)U1和U2的對(duì)應(yīng)噪聲貢獻(xiàn)。
綜合考慮 — ADC信號(hào)鏈的總SNR
ADC信號(hào)的總SNR由模擬前端(AFE)和ADC的總噪聲貢獻(xiàn)決定，其中可 能包括來自其他噪聲源的噪聲。ADC信號(hào)鏈的總SNR由下式得出：
其中，VREF被認(rèn)為是雙極性輸出ADC的正滿量程。
總體而言，信號(hào)鏈的總SNR可以用圖12來總結(jié)。
圖12. 數(shù)據(jù)采集前端信號(hào)鏈
ADC的噪聲與AFE輸入端的噪聲相結(jié)合，會(huì)使ADC的實(shí)際總SNR低于 理論或理想值。為將AFE的噪聲與ADC的噪聲結(jié)合起來，需要將 ADC的SNR轉(zhuǎn)換為其均方根積分噪聲等效值，如下所示：
例如，ADAQ7767-1的典型SNR為-106 dB，等效有效值噪聲為14.5 μV。
ADAQ7767-1是一款24位數(shù)據(jù)采集解決方案，帶有集成ADC驅(qū)動(dòng)器 和抗混疊濾波器，增益為1、0.364、0.143 V/V，250 kSPS時(shí)噪聲帶 寬(BW)為110 kHz，其陡峭截止頻率主要由其數(shù)字磚墻濾波器決 定。ADA4625-1/ADA4625-2的典型寬帶電壓噪聲為3.3 nV?√Hz，因此圖 13中差分級(jí)（U1和U2）的輸出噪聲貢獻(xiàn)（噪聲增益為6）為：
ADAQ7767-1的輸入增益級(jí)配置設(shè)置為0.143 V/V，輸入范圍為±28 V (56 V p-p)。鑒于-106 dB的典型SNR相當(dāng)于14.5 μv有效值噪聲，將輸入 電路噪聲與器件噪聲相結(jié)合可得出如下結(jié)果：
輸入電路對(duì)系統(tǒng)總噪聲的貢獻(xiàn)非常小，部分原因在于ADAQ7767-1 的輸入增益較小。請(qǐng)注意，110 kHz來自磚墻式數(shù)字濾波器，因此 乘以帶寬時(shí)無需帶上濾波器帶寬調(diào)整因子。根據(jù)-106 dB的典型 SNR，信號(hào)鏈的最終SNR將為：
使用LTspice對(duì)圖13中的輸入電路進(jìn)行噪聲仿真（圖14），表明 110 kHz帶寬的總有效值噪聲為12.3 μV rms。將其乘以0.143 V/V的增益，得到ADAQ7767-1輸入端噪聲為1.8 μV有效值噪聲，這與計(jì)算出 的總輸入噪聲值相同。
圖13. 具有高壓輸入的ADAQ7767-1精密信號(hào)鏈
圖14. 圖13所示ADAQ7767-1輸入電路中的LTspice噪聲
表1為使用ADAQ7767-1的其他增益時(shí)所得的信號(hào)鏈總SNR。
圖13中僅使用了單放大器VOCM電路。該電路可用于向前端信號(hào)鏈 系統(tǒng)提供大輸入電壓，而不會(huì)對(duì)噪聲性能產(chǎn)生顯著影響。雙通 道放大器VOCM電路可以在相同的總信號(hào)增益下提供類似的噪聲性 能。噪聲分析部分“VOCM電路 — U3和U4噪聲”中給出的噪聲方程 可用于計(jì)算雙通道放大器VOCM電路輸出端的總噪聲，并且可以應(yīng) 用同樣的方法和概念來計(jì)算信號(hào)鏈的總SNR。
結(jié)論
在本文介紹的電路中使用ADA4625-1/ADA4625-2創(chuàng)建復(fù)合FDA，可實(shí) 現(xiàn)具有可調(diào)共模的低噪聲、高電壓輸出解決方案，進(jìn)而可以 驅(qū)動(dòng)具有寬輸入范圍的高性能數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈。通過適當(dāng)配 置差分級(jí)的反饋網(wǎng)絡(luò)，該方案既能支持單端輸入，也能支持 差分輸入。單放大器VOCM電路功耗更低，使用的放大器更少， 故而優(yōu)于雙放大器V OCM電路。我們的示例表明，在增益較低 時(shí)，F(xiàn)DA電路不會(huì)對(duì)ADAQ7767-1信號(hào)鏈的總SNR產(chǎn)生顯著影響。對(duì) 于增益1 V/V、0.364 V/V和0.143 V/V，其輸入范圍分別為±4.096 V、 ±11.264 V和±28 V；增益最低時(shí)輸入范圍最寬，并且從該解決方 案中受益最大。
作者簡介
Darwin Tolentino現(xiàn)任ADI公司產(chǎn)品/測試開發(fā)經(jīng)理，常駐在菲律賓甲米地垂亞斯將軍城，主要負(fù)責(zé)精密μModule? 信號(hào)鏈相關(guān)業(yè)務(wù)，該信號(hào)鏈為精密數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換提供集成式完整解決方案。他于2000年加入ADI公司，起初擔(dān) 任產(chǎn)品制造工程師，后來成為產(chǎn)品與測試開發(fā)工程師，負(fù)責(zé)為各種線性和精密產(chǎn)品（如放大器、基準(zhǔn) 電壓源和轉(zhuǎn)換器）設(shè)計(jì)ATE解決方案。
摘要
全差分放大器(FDA)具有差分輸入和差分輸出，其輸出共模 由直流(DC)輸入電壓獨(dú)立控制，主要用在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中模 數(shù)轉(zhuǎn)換的前端，用于將信號(hào)調(diào)理為合適的電平以供下一級(jí) （通常是模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)）使用。FDA一般采用單芯片設(shè) 計(jì)，電源電壓較小，因此輸出動(dòng)態(tài)范圍有限。本文將介紹 具有可調(diào)共模輸出的高壓低噪聲FDA的設(shè)計(jì)方法。本文還完 整分析了FDA噪聲，以及其對(duì)高性能數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)信號(hào)鏈的 總體信噪比(SNR)的影響。
引言
高壓FDA適用于需要寬輸出動(dòng)態(tài)范圍和與高性能FDA類似的交流 (AC)性能的應(yīng)用。例如，測試和評(píng)估具有寬輸入范圍的精密數(shù)據(jù) 采集信號(hào)鏈可能需要高壓FDA。由于電源電壓較小，目前大多數(shù) FDA的輸出電壓范圍一般都很有限。FDA適合用于驅(qū)動(dòng)高性能ADC的輸入，后者通常需要單電源。FDA具有出色交流性能，其SNR 和總諧波失真(THD)十分優(yōu)異。不過，在失調(diào)、軌間擺幅、偏置 電流和漂移性能方面，F(xiàn)DA不如許多更高電壓的精密運(yùn)算放大 器。但這完全不是問題，因?yàn)槠錆M足ADC驅(qū)動(dòng)要求，而且ADI公司 提供了一系列用于各種應(yīng)用的ADC驅(qū)動(dòng)器。
FDA支持單端或差分輸入，具有增益，并提供差分輸出，其共模 通?？赏ㄟ^輸出共模輸入引腳(VOCM)進(jìn)行調(diào)整（見圖1）。FDA的優(yōu) 勢在于擁有更大的輸出動(dòng)態(tài)范圍，最大輸出是輸出軌的兩倍， 并且其噪聲和偶次諧波失真更低。例如，±5 V FDA的最大輸出峰 峰值接近±10 V或20 V p-p。
±18 V電路的輸出大于60 V p-p。ADA4625-1/ADA4625-2是低噪聲JFET放 大器，噪聲和失真性能非常好，并且電源范圍寬達(dá)±18 V。需滿 足應(yīng)用的所有直流和交流性能要求時(shí)，使用分立運(yùn)算放大器設(shè) 計(jì)FDA可能會(huì)很棘手。
要?jiǎng)?chuàng)建差分放大器，比較簡單的方法是使用同相和反相放大器 在輸出端產(chǎn)生差模信號(hào)（圖2），但這種方法的缺點(diǎn)是兩個(gè)放大 器U1和U2不能以非常對(duì)稱的方式運(yùn)行，因而性能沒有得到優(yōu)化。
圖2. 單端轉(zhuǎn)差分電路
更好的方法是將兩個(gè)運(yùn)算放大器配置成差分方式，類似于基本 差分放大器，其中U1和U2共享反饋和增益電阻，增益Av = (RG + 2RF)/RG （見圖3）。
圖3. 差分放大器電路
此配置通過簡化的增益網(wǎng)絡(luò)提供平衡輸出，并可通過增益設(shè)置 電阻RG輕松調(diào)整增益大小。然而，當(dāng)輸入為單端時(shí)，差分輸出 在幅度上將是不對(duì)稱的（見圖4）。不對(duì)稱輸出會(huì)使輸出范圍嚴(yán) 重受限，因?yàn)槠渲幸粋€(gè)輸出會(huì)先于另一個(gè)輸出達(dá)到供電軌。通 過調(diào)整電阻增益網(wǎng)絡(luò)使輸出對(duì)稱，可以解決此問題（圖5）。請(qǐng) 注意，增益電阻被分成兩部分，即RG1和RG2，并且U2從RG1和RG2的中 心獲得反饋，從而使輸出對(duì)稱。增益由下式給出：Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1。
圖4. 不對(duì)稱輸出
圖5. 對(duì)稱輸出
添加可調(diào)輸出共模 添加可調(diào)共模的方法有兩種：一種方法是使用兩個(gè)ADA4625器件 為每個(gè)輸入添加一個(gè)VOCM放大器（圖6和圖7）；另一種方法是僅 使用一個(gè)ADA4625-1作為VOCM放大器（圖8和圖9）。這些方法各有 利弊，下文將展開詳細(xì)討論。
通過添加放大器U3和U4，所施加的任何直流輸入電壓(V6)都會(huì) 加到正負(fù)輸入上。由于每個(gè)輸入都增加了相同電壓，因此它們 在輸出端表現(xiàn)為直流共模。然而，除了U1和U2差分級(jí)會(huì)進(jìn)一步 放大額外噪聲之外，U3和U4還會(huì)在電路中產(chǎn)生額外的功耗。不 過，它非常簡單，并且不會(huì)影響整體信號(hào)增益。對(duì)于圖6中的電 路，信號(hào)增益為Av = (RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1；對(duì)于圖7中的電路，信號(hào) 增益為Av = (RG + RF1 + RF2)/RG。
圖6. 采用雙放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice?仿真
圖7. 采用雙通道放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅 色）和輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
添加可調(diào)VOCM的另一種方法是添加一個(gè)放大器，將其輸出加到 每個(gè)輸入上。這種方法的優(yōu)點(diǎn)包括：使用的器件（僅一個(gè)放大 器）和電阻更少，以及所添加器件產(chǎn)生的噪聲貢獻(xiàn)更低。實(shí)際 上，U3不會(huì)產(chǎn)生任何額外噪聲，因?yàn)槌藖碜噪娮璺謮浩鱎4至 R7的噪聲外，其折合到輸出的噪聲表現(xiàn)為U1和U2輸入的共模。
電阻R3至R7構(gòu)成電阻加法器網(wǎng)絡(luò)，將VOCM加到輸入信號(hào)上。R3至 R5將共模加到正輸入信號(hào)上，而R6至R8（單端輸入則為R6和R7） 將共模加到負(fù)輸入上。請(qǐng)注意，該電阻網(wǎng)絡(luò)會(huì)衰減輸入信號(hào)。 這會(huì)降低電路的整體信號(hào)增益。對(duì)于圖8中的電路，總信號(hào)增 益為Av = [(RG1 + RG2 + RF1 + RF2)/RG1][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]；對(duì)于圖9中的電 路，總信號(hào)增益為Av = [(RG + RF1 + RF2)/RG][(R4//R5)/(R4//R5 + R3)]。噪聲 分析部分闡明了主要噪聲源，并且根據(jù)所需的總增益和設(shè)計(jì)人 員需重點(diǎn)考慮的其他因素，討論了第二種添加VOCM的方法是否比 第一種方法更有益。
圖8. 采用單放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
圖9. 采用單放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和 輸出（藍(lán)色和綠色）的LTspice仿真
噪聲分析
在為高性能精密數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈提供激勵(lì)時(shí)，噪聲是一個(gè)關(guān)鍵 考慮因素，最終將決定系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)范圍和SNR方面的限制。16 位ADC的理論SNR為98 dB（6.02 N + 1.76 dB，N = 位數(shù)），這意味著 4.096 Vp輸出（或8.192 V p-p）的等效噪聲約為36 μV rms。這種噪聲 稱為量化噪聲，是由ADC的量化誤差引起的。-98 dB SNR是16位系 統(tǒng)的理想極限，任何性能下降都將是由ADC的輸入或周圍電路的 額外噪聲引起的。以下是單通道和雙通道放大器VOCM全差分電路 中各元器件的噪聲貢獻(xiàn)分析。圖10為具有雙放大器VOCM的FDA電路 噪聲模型。
差分級(jí) — U1和U2噪聲貢獻(xiàn)
ADA4625-1/ADA4625-2的電流噪聲密度非常低，在1 kHz時(shí)為4.5 fA/√Hz， 而折合到輸入(RTI)的電壓噪聲在1 kHz時(shí)約為3 nV/√Hz，本分析將其 視為寬帶噪聲。U1和U2的電流和電壓噪聲在差分輸出端的總噪 聲貢獻(xiàn)（均方根值）可以表示為：
其中，eNv,U1U2是U1和U2的RTI電壓噪聲引起的輸出電壓噪聲，而eNI,U1U2 是輸入電流噪聲引起的輸出電壓噪聲。對(duì)輸入端各分量噪聲的 平方和求平方根(RSS)可以得到RTI電壓噪聲，然后由增益和反饋 網(wǎng)絡(luò)RF和RG進(jìn)行放大。類似地，電流噪聲經(jīng)過RSS處理后，由RG轉(zhuǎn) 換為電壓噪聲，再經(jīng)放大傳輸至輸出。輸入電流噪聲非常小， 其貢獻(xiàn)微不足道，因此電阻和放大器的電壓噪聲是輸出端的主 要噪聲源。
從之前的討論可以得知，隨著增益的提高，放大器的電壓噪聲 很容易成為主導(dǎo)噪聲。使用較小的RG值（例如500 Ω）可以大大 降低電阻的噪聲。
VOCM電路 — U3和U4噪聲
接下來分析圖10中VOCM電路的噪聲。VOCM電路（U3和U4）的總噪聲 （包括電阻噪聲，并忽略每個(gè)放大器的輸入電流噪聲）計(jì)算方 式如下：
其中，R1//R2為R1和R2的并聯(lián)等效電阻。從之前的討論還可以明 顯看出，U3和U4的總噪聲主要由放大器電壓噪聲和電阻噪聲組 成，因此最好保持較低電阻值，以有效減少其對(duì)整體噪聲的 貢獻(xiàn)，使放大器噪聲成為唯一的主要噪聲源。VOCM電路輸出端 的噪聲會(huì)出現(xiàn)在差分級(jí)的輸入端，隨后由差分級(jí)放大并傳輸 至輸出端。
VOCM電路 — 單放大器U3噪聲
如前所述，U3輸出端的噪聲作為U1和U2輸入端的共模出現(xiàn)（顯示 為inp和inn，見圖 11），因此不會(huì)給差分級(jí)帶來噪聲。額外的噪 聲來自電阻R3至R8。仔細(xì)檢查可發(fā)現(xiàn)，差分級(jí)的每個(gè)輸入端都 有三個(gè)并聯(lián)電阻——正輸入端為R3至R5，負(fù)輸入端為R6至R8（圖 11c），這也使得電阻的噪聲貢獻(xiàn)非常小。
圖11. 單放大器VOCM噪聲模型
在雙放大器和單放大器VOCM電路這兩種電路中，后者的噪聲貢獻(xiàn) 要低得多，但其整體信號(hào)增益較低。此外，它的功耗更低，所 需的放大器也更少。公式7表示圖11中VOCM電路輸出端的噪聲；公 式8表示差分級(jí)輸出端變化對(duì)U1和U2的對(duì)應(yīng)噪聲貢獻(xiàn)。
綜合考慮 — ADC信號(hào)鏈的總SNR
ADC信號(hào)的總SNR由模擬前端(AFE)和ADC的總噪聲貢獻(xiàn)決定，其中可 能包括來自其他噪聲源的噪聲。ADC信號(hào)鏈的總SNR由下式得出：
其中，VREF被認(rèn)為是雙極性輸出ADC的正滿量程。
總體而言，信號(hào)鏈的總SNR可以用圖12來總結(jié)。
圖12. 數(shù)據(jù)采集前端信號(hào)鏈
ADC的噪聲與AFE輸入端的噪聲相結(jié)合，會(huì)使ADC的實(shí)際總SNR低于 理論或理想值。為將AFE的噪聲與ADC的噪聲結(jié)合起來，需要將 ADC的SNR轉(zhuǎn)換為其均方根積分噪聲等效值，如下所示：
例如，ADAQ7767-1的典型SNR為-106 dB，等效有效值噪聲為14.5 μV。
ADAQ7767-1是一款24位數(shù)據(jù)采集解決方案，帶有集成ADC驅(qū)動(dòng)器 和抗混疊濾波器，增益為1、0.364、0.143 V/V，250 kSPS時(shí)噪聲帶 寬(BW)為110 kHz，其陡峭截止頻率主要由其數(shù)字磚墻濾波器決 定。ADA4625-1/ADA4625-2的典型寬帶電壓噪聲為3.3 nV?√Hz，因此圖 13中差分級(jí)（U1和U2）的輸出噪聲貢獻(xiàn)（噪聲增益為6）為：
ADAQ7767-1的輸入增益級(jí)配置設(shè)置為0.143 V/V，輸入范圍為±28 V (56 V p-p)。鑒于-106 dB的典型SNR相當(dāng)于14.5 μv有效值噪聲，將輸入 電路噪聲與器件噪聲相結(jié)合可得出如下結(jié)果：
輸入電路對(duì)系統(tǒng)總噪聲的貢獻(xiàn)非常小，部分原因在于ADAQ7767-1 的輸入增益較小。請(qǐng)注意，110 kHz來自磚墻式數(shù)字濾波器，因此 乘以帶寬時(shí)無需帶上濾波器帶寬調(diào)整因子。根據(jù)-106 dB的典型 SNR，信號(hào)鏈的最終SNR將為：
使用LTspice對(duì)圖13中的輸入電路進(jìn)行噪聲仿真（圖14），表明 110 kHz帶寬的總有效值噪聲為12.3 μV rms。將其乘以0.143 V/V的增益，得到ADAQ7767-1輸入端噪聲為1.8 μV有效值噪聲，這與計(jì)算出 的總輸入噪聲值相同。
圖13. 具有高壓輸入的ADAQ7767-1精密信號(hào)鏈
圖14. 圖13所示ADAQ7767-1輸入電路中的LTspice噪聲
表1為使用ADAQ7767-1的其他增益時(shí)所得的信號(hào)鏈總SNR。
圖13中僅使用了單放大器VOCM電路。該電路可用于向前端信號(hào)鏈 系統(tǒng)提供大輸入電壓，而不會(huì)對(duì)噪聲性能產(chǎn)生顯著影響。雙通 道放大器VOCM電路可以在相同的總信號(hào)增益下提供類似的噪聲性 能。噪聲分析部分“VOCM電路 — U3和U4噪聲”中給出的噪聲方程 可用于計(jì)算雙通道放大器VOCM電路輸出端的總噪聲，并且可以應(yīng) 用同樣的方法和概念來計(jì)算信號(hào)鏈的總SNR。
結(jié)論
在本文介紹的電路中使用ADA4625-1/ADA4625-2創(chuàng)建復(fù)合FDA，可實(shí) 現(xiàn)具有可調(diào)共模的低噪聲、高電壓輸出解決方案，進(jìn)而可以 驅(qū)動(dòng)具有寬輸入范圍的高性能數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈。通過適當(dāng)配 置差分級(jí)的反饋網(wǎng)絡(luò)，該方案既能支持單端輸入，也能支持 差分輸入。單放大器VOCM電路功耗更低，使用的放大器更少， 故而優(yōu)于雙放大器V OCM電路。我們的示例表明，在增益較低 時(shí)，F(xiàn)DA電路不會(huì)對(duì)ADAQ7767-1信號(hào)鏈的總SNR產(chǎn)生顯著影響。對(duì) 于增益1 V/V、0.364 V/V和0.143 V/V，其輸入范圍分別為±4.096 V、 ±11.264 V和±28 V；增益最低時(shí)輸入范圍最寬，并且從該解決方 案中受益最大。
作者簡介
Darwin Tolentino現(xiàn)任ADI公司產(chǎn)品/測試開發(fā)經(jīng)理，常駐在菲律賓甲米地垂亞斯將軍城，主要負(fù)責(zé)精密μModule? 信號(hào)鏈相關(guān)業(yè)務(wù)，該信號(hào)鏈為精密數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換提供集成式完整解決方案。他于2000年加入ADI公司，起初擔(dān) 任產(chǎn)品制造工程師，后來成為產(chǎn)品與測試開發(fā)工程師，負(fù)責(zé)為各種線性和精密產(chǎn)品（如放大器、基準(zhǔn) 電壓源和轉(zhuǎn)換器）設(shè)計(jì)ATE解決方案。
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