采用AD6676中頻接收器的基站電路方案設(shè)計

微波點對點鏈路是無線移動網(wǎng)絡(luò)的一個組成部分，它提供了基站（BTS/Nodes）與無線控制器（BSC/RNCs）之間的回傳能力，這種架構(gòu)采用光纖鏈接成本較高，全球超過半數(shù)都采用這種微波鏈接。受市場向智能手機轉(zhuǎn)移的趨勢驅(qū)動，近期移動網(wǎng)絡(luò)流量的迅猛增漲，如視頻流等數(shù)據(jù)需求大大增強，同時也對現(xiàn)有微波回傳設(shè)備的容量造成了壓力。為了使回傳網(wǎng)絡(luò)上的數(shù)據(jù)吞吐量適應(yīng)LTE與LTE-Advanced的需求，下一代微波鏈路需要：

朝著越來越高次的數(shù)字調(diào)制邁進，從如今的QAM256到未來的QAM4096，從而使一個固定信道分配的容量增加50%。

在傳統(tǒng)頻帶6GHz至42GHz內(nèi)，支持從56MHz提升至112MHz的信道分配。如果載波信噪比（CNR）保持恒定，則信道帶寬每增加一倍，數(shù)據(jù)吞吐率能力就會成比例增加。

采用如極化分集、信道集合，N×N線的多路輸入多路輸出（MIMO）等技術(shù)。

通信系統(tǒng)設(shè)計的典型特征就是吞吐力的提升是需要付出一定代價的。要同時支持更高的QAM和信道帶寬，微波鏈路就必須具備更大的動態(tài)范圍能力以確保所需的最小EVM性能，特別是QAM大小或帶寬每增加一倍會造成接收器靈敏度降低3dB。微波設(shè)備必須保持靈活性，因此在支持所有可能的工況時需要一些額外的考慮，同時也要簡化接收濾波器和AGC需求以提高性能降低成本。

另一個行業(yè)發(fā)展趨勢是完全戶外單元（ODU）的出現(xiàn)，其中一體式無線電調(diào)制解調(diào)器、收發(fā)器、開關(guān)/多路復(fù)用單元和流量接口集成在一個獨立的盒子中，并安裝在信號塔或其他類似的建筑上。新基站CAPEX/OPEX和現(xiàn)有基站的空間限制都推動這一趨勢的發(fā)展。傳統(tǒng)的分離式戶內(nèi)（IDU）/戶外（ODU）系統(tǒng)將微波/射頻部件放置在ODU中，通過同軸電纜將其與設(shè)備房內(nèi)（IDU）的另一部分系統(tǒng)連接。同軸電纜最高長度可達300米并進行雙向通信，通過一個雙工器將中心頻率140MHz的接收器中頻信號，從頻率中心分布在340MHz-400MHz的發(fā)送器中頻信號中分離出來。

AD6676提供給IDU設(shè)計的高動態(tài)范圍優(yōu)勢，這也對ODU接收器的設(shè)計有利。圖5顯示了AD6676如何應(yīng)用于18GHz至23GH的ODU接收器鏈路，該鏈路由一個諸如ADL5801均衡射頻混頻器、諸如HMC966的微波鏡像抑制混頻器和諸如ADL5246射頻VGA組成。注意：其余6GHz至43GHz范圍的微波帶寬可以選擇不同微波鏡像抑制混頻器、微波鎖相環(huán)和可能的第一個中頻頻率。在沒有電纜限制中頻選擇的全UDU情況下，可以將AD6676設(shè)置成較高的中頻頻率，比如300MHz，以進一步簡化鏡像抑制的射頻濾波器要求。如果任何混頻器雜散分量更大，則需要額外抑制，AD6676可以與RF混頻器直接接口，或通過簡單的三次低通修平濾波器接口。1960MHz的RF濾波器專用于支持最高至112MHz的信道帶寬。如果將AD6676的衰減器設(shè)置為0dB，在56MHz的帶寬信道上，ADL5801和AD6676的合成噪底將會低于–157dBFS/Hz，等效NF為17dB。ADL5246和HMC966默認總轉(zhuǎn)換增益可以與ADL5801/AD6676即時動態(tài)范圍一起進行初始優(yōu)化，故而數(shù)字解調(diào)器追蹤初始衰減（由標稱的接收器輸入電源處）?？梢栽O(shè)置ADL5246的閾值，因此當(dāng)解調(diào)器接收器的BER低于特定QAM信號的預(yù)設(shè)水平以下時開始增加增益。這一混合方法只會在輸入信號非常低時激活RFAGC，以此改善接收器的最低靈敏度。

雖然這一趨勢值得關(guān)注，但無論是目前還是可預(yù)見的將來，大多出貨的微波設(shè)備仍然是既有的分離式IDU/ODU系統(tǒng)。這將有益于推動以設(shè)計再利用為目的的后端調(diào)制解調(diào)器結(jié)構(gòu)，這個結(jié)構(gòu)支持原有系統(tǒng)以及下一代ODU平臺。工作在1.5GSPS以上時鐘速率的高速DAC和ADC技術(shù)的進步使支持4096QAM及以上的高中頻QAM信號的合成與數(shù)字化成為可能。有了高動態(tài)范圍和高過采樣率，不僅無需使用傳統(tǒng)模擬I/Q實施所需的正交誤差校正，同時使得數(shù)字域的大多數(shù)濾波器也得以實現(xiàn)，從而減少了補償所需的模擬濾波器和數(shù)字均衡器的數(shù)量。在發(fā)射器的信號路徑端，為了合成寬帶QAM信號，AD9142和AD9136AD6676發(fā)布。

AD6676是業(yè)界首款基于帶通-型ADC的帶寬中頻接收機子系統(tǒng)（圖1），支持高達160MHz的中頻信號帶寬，內(nèi)部時鐘頻率高達3.2GHz。Σ-ΔADC的高過采樣能力簡化了中頻模擬濾波的要求，而這些濾波器在低采樣率的ADC是需要用來抑制相鄰信道（和干擾/阻塞），否則這些信號會混迭回到IF信號上，從而減小了接收器靈敏度性能。另外，具有–160dBFS/Hz的NSD底（窄帶寬QAM信道）的ADC高動態(tài)范圍會減少雙工發(fā)送接收機的隔離要求或衰減補償?shù)哪MAGC范圍。AD6676包含一個片上27dB數(shù)字衰減器，精度為1dB，用于校正初始器件公差和同軸電纜損耗變化引起的靜態(tài)增益誤差。

我們先來看一下AD6676中頻接收器子系統(tǒng)協(xié)同AD9136這樣的高速DAC，是如何極大簡化傳統(tǒng)IDU收發(fā)器并同時提高它的性能的。圖2上層接收器鏈路顯示一個直接轉(zhuǎn)換方式，用來支持140MHz和400MHz的典型低中頻接收器和收發(fā)器。直接轉(zhuǎn)換收發(fā)器架構(gòu)的挑戰(zhàn)有文檔可查，但可以通過I/Q平衡校正、直流偏置校正、可調(diào)節(jié)基帶I/Q濾波，以及抑制發(fā)射器漏信號的雙工器設(shè)計進行克服。然而支持最大56MHz信道帶寬和256QAM的傳統(tǒng)IDU接收器已經(jīng)量產(chǎn)，若需要更大容量而將信道帶寬增加2倍，QAM等級提升8倍都是對直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)的重大挑戰(zhàn)。高速ADC/DAC技術(shù)最新進展有望由數(shù)字化IDU取代傳統(tǒng)方法，如圖2所示。圖2下半部分收發(fā)器方案僅需4個ICs，具有顯著寬松的濾波要求，實現(xiàn)近乎完美的性能。

在發(fā)送器側(cè)，像工作在1.6GSPS時鐘速率下AD9136這樣的高速DAC可以合成一個EVM性能優(yōu)異且以中頻為中心頻率的112MHz，1024QAM信號，這樣可以將多數(shù)發(fā)送器鏈路誤差預(yù)算預(yù)留給ODU（其中相位噪聲和線性的累加效應(yīng)將導(dǎo)致大多數(shù)EVM的降低）。同時需要一個低通濾波器來抑制1.2GHz處的第一個DAC鏡像跌落，相對需要濾除落在1.2GHz處的I/Q調(diào)制器的三次LO鏡像的諧波抑制濾波器，可以放寬到12dB。用來克服線纜損耗的發(fā)送功率控制已在AD9136中實現(xiàn)，QAM信號EVM性能超過15dB范圍，衰減可忽略。

在接收器側(cè)，112MHz，1024QAM信道被AD6676以具有卓越的動態(tài)范圍和精確性來進行數(shù)字化，即使存在大量因雙工濾波器寬泛帶來的傳輸漏信號，如圖3所示。在這個示例中，AD6676的配置支持112MHz帶寬，其衰減器設(shè)置為3dB，這樣使得進入HMC740前置放大器中有效的RTINF保持在10dB左右。圖3中左曲線是AD6676Σ-Δ型ADC數(shù)據(jù)輸出的快速傅里葉變化結(jié)果（僅用于演示目的），其中，發(fā)射器–26dBm漏信號中心在400MHz，混合了一個143MHz處–17.2dBm的連續(xù)單音信號作為代表。注意，可調(diào)節(jié)帶通Σ-Δ型ADC的固有噪聲整形在中心位于期望中頻的高動態(tài)范圍區(qū)域內(nèi)是十分明顯的（高至–160dBFS/Hz）。圖三中的右側(cè)曲線是以中頻信號為零中心的16位，200MSPSI/Q數(shù)據(jù)經(jīng)過數(shù)字轉(zhuǎn)換和16×抽樣濾波后的快速傅里葉變化結(jié)果。注意，數(shù)字濾波器提供的+85dB抑制用來去除帶外噪聲和混迭返回到112MHz通帶的發(fā)射器漏信號。落在112MHz通帶以外的殘余整形噪聲由調(diào)制解調(diào)器的RRC濾波器去除。

–2dBFS的連續(xù)大信號測試條件下的帶內(nèi)噪聲是–68.6dBFS。如果用峰值到均方根值為10dB的全比例1024QAMRx信號來替代連續(xù)單音，則需要7dB的額外回退來防止ADC畸變。這種情況下，接收器IDU的輸入功率將在–9dBFS（或者–24.2dBm），建議接近60dB的CNR。針對雙工濾波器的簡化設(shè)計，當(dāng)前雙工發(fā)送器到接收器的抑制大致略為20dB，以此抑制–6dBm的接收器信號，因此前置放大器輸入會出現(xiàn)–26dBm。對于IDU和ODU之間有較短電纜部署的情況，AD6676的衰減器可以增強以容許ODU具有更高的QAM。

非期望的鄰近信號出現(xiàn)時，需要在低靈敏度（BER《10-6，帶FFC使能）時恢復(fù)QAM信號的IDU接收器能力是一個非常重要的指標?？赡茏羁量痰臏y試（根據(jù)ETSIEN301390V1.2.1）是：一個具有比QAM信號高30dB能量的連續(xù)干擾單音（阻斷）被放置在所期望QAM信號的2.5×信道偏置處。注意：現(xiàn)今接收器中使用的可調(diào)或開關(guān)組濾波器大多由這一規(guī)格驅(qū)動，這是因為調(diào)制解調(diào)器必須支持3.5MHz到56MHz的信道帶寬。之前的示例代表了下一代112MHz信道帶寬，我們可以假設(shè)鄰近的連續(xù)干擾被112MHz以上的固定信道濾波器有效抑制，并在ODURF鏈路內(nèi)最后一次轉(zhuǎn)換完成前實現(xiàn)鏡像抑制。事實上，這一濾波器仍為28MHz到56MHz信道帶寬提供70MHz到140MHz偏置的有效阻隔抑制。若信道帶寬為14MHz或更低，連續(xù)單音將會落在濾波器的通帶范圍中，因此需要在140MHz處增加額外帶通濾波器來進行抑制，或由ADC進行數(shù)字化后再數(shù)字濾波。

基于AD6676的IDU接收器架構(gòu)具有即時動態(tài)范圍，支持無額外濾波器的方案。圖4顯示了與圖3相同接收器鏈路的AD6676快速傅里葉變化的頻率響應(yīng)，唯一區(qū)別在于ADC的可調(diào)帶寬降低至56MHz。在這一示例中，175MHz（或35MHz偏置）處的–32dBm連續(xù)單音（或–32dBm偏置）將增加到400MHz處存在的–26dBm傳輸漏信號上。連續(xù)單音響應(yīng)在AD6676可見的–17dBFS輸入水平等級，并在最低靈敏度（CNR=36dB）時的設(shè)置比–47dBFS、1024QAM高30dB。連續(xù)干擾單音額外增加15dB，則突出的過設(shè)計裕量可能有助于微波/射頻電路的噪聲分配。在沒噪聲阻隔器的情況下，期望的1024QAM信號可能增加38dB，從而為IDU接收器提供額外的動態(tài)范圍以處理信號衰減。

總結(jié)：

下一代微波點對點接收器需要支持3.5MHz到112MHz信道帶寬，擁有高動態(tài)范圍，從而在更寬的衰減邊界內(nèi)支持越來越高的M-QAM。AD6676中頻接收器子系統(tǒng)能使普通的微波點對點平臺支持既有的IDU/ODU分離式系統(tǒng)和全新的ODU平臺。對于IDU/ODU分離式系統(tǒng)，其突出的高動態(tài)范圍可以在系統(tǒng)出現(xiàn)臨近的干擾信號時，不需要復(fù)雜可調(diào)或龐大的開關(guān)組濾波器，就可以保證優(yōu)秀的調(diào)制精度（EVM）。而對于完全的ODU系統(tǒng)，擁有高瞬時動態(tài)范圍（帶混頻器直接接口）降低了追蹤衰減所需要的RFAGC范圍，并簡化了RF濾波要求。AD6676為4.3×5.0mm、80引腳WLCSP封裝，可以在2.5V或1.1V的電壓下工作。