LLC諧振變換器中常見MOSFET失效模式的分析與解決方法

摘要

提高功率密度已經(jīng)成為電源變換器的發(fā)展趨勢(shì)。為達(dá)到這個(gè)目標(biāo)，需要提高開關(guān)頻率，從而降低功率損耗、系統(tǒng)整體尺寸以及重量。對(duì)于當(dāng)今的開關(guān)電源(SMPS)而言，具有高可靠性也是非常重要的。零電壓開關(guān)(ZVS) 或零電流開關(guān)(ZCS) 拓?fù)湓试S采用高頻開關(guān)技術(shù)，可以大限度地降低開關(guān)損耗。ZVS拓?fù)湓试S工作在高頻開關(guān)下，能夠改善效率，能夠降低應(yīng)用的尺寸，還能夠降低功率開關(guān)的應(yīng)力，因此可以改善系統(tǒng)的可靠性。LLC 諧振半橋變換器因其自身具有的多種優(yōu)勢(shì)逐漸成為一種主流拓?fù)洹＿@種拓?fù)涞玫搅藦V泛的應(yīng)用，包括高端服務(wù)器、平板顯示器電源的應(yīng)用。但是，包含有LLC諧振半橋的ZVS橋式拓?fù)?，需要一個(gè)帶有反向快速恢復(fù)體二極管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性。

在功率變換市場(chǎng)中，尤其對(duì)于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用，不斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為具挑戰(zhàn)性的議題。對(duì)于功率密度的提高，普遍方法就是提高開關(guān)頻率，以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(guān)(ZVS)拓?fù)湟蚓哂袠O低的開關(guān)損耗、較低的器件應(yīng)力而允許采用高開關(guān)頻率以及較小的外形，從而越來越受到青睞 。

這些諧振變換器以正弦方式對(duì)能量進(jìn)行處理，開關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開閉，因此可以大大地降低開關(guān)損耗和噪聲。在這些拓?fù)渲校嘁芞VS全橋拓?fù)湓谥?、高功率?yīng)用中得到了廣泛采用，因?yàn)榻柚β蔒OSFET的等效 輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關(guān)工作在ZVS狀態(tài)下，無需額外附加輔助開關(guān)。

然而，ZVS范圍非常窄，續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。近來，出現(xiàn)了關(guān)于相移全橋拓?fù)渲泄β蔒OSFET失效問題的討論。這種失效的主要原因是：在低反向電壓下，MSOFET體二極管的反向恢復(fù)較慢。另一失效原因是：空載或輕載情況 下，出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個(gè)潛在 失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通電流相關(guān)。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會(huì)在如啟動(dòng)、 過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

01 LLC諧振半橋變換器

LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢(shì)：

● 寬輸出調(diào)節(jié)范圍，窄開關(guān)頻率范圍

● 即使空載情況下，可以保證ZVS

● 利用所有的寄生元件，來獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電市場(chǎng)。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示，其典型波形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個(gè)與之 串聯(lián)的電感Lr和Lm。

作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵(lì)磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個(gè)諧振點(diǎn)。重載情況下，Lm會(huì)在反射負(fù)載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯(lián)。因此，諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr 和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個(gè)電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負(fù)載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動(dòng)，如公式1、2所示。

02 LLC諧振變換器的失效模式

1.啟動(dòng)失效模式

圖3和圖4給出了啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET前五個(gè)開關(guān)波形。在變換器啟動(dòng)開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動(dòng)過程中，這些空電容會(huì)使低端開關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開關(guān)Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高，致使當(dāng)高端開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)足夠引起直通問題。啟動(dòng)狀態(tài)下，在體二極管反向恢復(fù)時(shí)，非常可能發(fā)生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動(dòng)時(shí)的簡(jiǎn)化波形。

圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時(shí)段，諧振電感電流Ir變?yōu)檎?。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電感電流流過MOSFET Q1溝道。當(dāng)Ir開始上升時(shí)，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。因此，式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率。因?yàn)閱?dòng)時(shí)vc(t)和vo(t)為零，所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

在t1~ t 2時(shí)段，MOSFET Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷，諧振電感電流開始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產(chǎn)生ZVS條件。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門極信號(hào)。由于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正常工作狀況下大很多。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲(chǔ) 更多電荷。

在t2~t3時(shí)段，MOSFET Q2施加門極信號(hào)，在t0~t1時(shí)段 劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1依然導(dǎo)通，該時(shí)段內(nèi)諧振電感的電壓為：

。

該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而很小，并不足以在這個(gè)時(shí)間段?內(nèi)使電流反向。在t3時(shí)刻，MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會(huì)恢復(fù)，因?yàn)槁┰礃O之間沒有反向電壓。下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率：

在t3~t4時(shí)段，諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù)流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加儲(chǔ)存電荷。

在t4~t5時(shí)段，MOSFET Q1通道導(dǎo)通，流過非常大的直通電流，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電流引起。這不是偶然的直通，因?yàn)楦?、低端MOSFET正常施加了門極信號(hào)；如同直通電流一樣，它會(huì)影響到該開關(guān)電源。這會(huì)產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt，有時(shí)會(huì)擊穿MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效，并且當(dāng)采用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí)，這種失效機(jī)理將會(huì)更加嚴(yán)重。

2.過載失效模式：

圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個(gè)區(qū)域。諧振頻率fr1的右側(cè)（藍(lán)框）表示ZVS區(qū)域，空載時(shí)小第二諧振頻率fr2的左側(cè)（紅框）表示ZCS區(qū)域，fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS，由負(fù)載狀況決定。所以紫色的區(qū)域表示感性負(fù)載，粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載。圖8給出了感性和容性負(fù)載下簡(jiǎn)化波形。當(dāng)開關(guān)頻率 fs

MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開通前，電流流過另一個(gè)MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開關(guān)開通， 另一個(gè)MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個(gè)MOSFET。這就會(huì)產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗，并且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個(gè)區(qū)域。

對(duì)于開關(guān)頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負(fù)，關(guān)斷前為正。MOSFET開關(guān)在零電壓處開通。因此，不會(huì)出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會(huì)因米勒效應(yīng)而增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部分，并且當(dāng)開關(guān)電流為正時(shí)，會(huì)成為開關(guān)電流的一部分。因此，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因?yàn)樗梢韵煞聪蚧謴?fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開關(guān)損耗和應(yīng)力。

圖9給出了過載情況下工作點(diǎn)移動(dòng)軌跡。變換器正常工作在ZVS區(qū)域，但過載時(shí)，工作點(diǎn)移動(dòng)到ZCS區(qū)域，并且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。過載情況下，開關(guān)電流增加，ZVS消失，Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。這種情況通常會(huì)導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS（諧振 點(diǎn)以下）嚴(yán)重的缺點(diǎn)是：開通時(shí)為硬開關(guān)，從而導(dǎo)致二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外，還會(huì)增加開通損耗，產(chǎn)生噪聲或EMI。

二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會(huì)產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會(huì)比穩(wěn)態(tài)開關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會(huì)使MOSFET損耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會(huì)降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個(gè)系統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中，負(fù)載會(huì)從空載突變到過載，為了能夠保持系統(tǒng)可靠性，系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作環(huán)境中運(yùn)行。

圖10和圖11給出了過載時(shí)功率MOSFET開關(guān)波形。電流尖峰發(fā)生在開通和關(guān)斷的瞬間?？梢员徽J(rèn)作是一種“暫時(shí)直通”。圖12給出了過載時(shí)LLC諧振變換器的簡(jiǎn)化波形，圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問題的工作模式。

在t0 ~ t1時(shí)段，Q1導(dǎo)通，諧振電感電流Ir為正。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)，諧振電流流過MOSFET Q1溝道，次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。

在t1 ~ t2時(shí)段，Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)開通，Q2關(guān)斷，輸出電流在t1時(shí)刻為零。兩個(gè)電感電流Ir 和 Im相等。次級(jí)二極管都不導(dǎo)通，兩個(gè)輸出二極管反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因?yàn)檩敵龆伺c變壓器隔離， Lm與Lr串聯(lián)參與諧振。

在t2 ~ t3時(shí)段，MOSFET Q1 依然施加門極信號(hào)，Q2關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)段內(nèi)，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導(dǎo)通，D1反向偏置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。

在t3 ~ t4時(shí)段，關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門極信號(hào)，諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管，這就為 MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件。

在t4 ~ t5時(shí)段，MOSFET Q2開通，流過一個(gè)很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生。這不是偶然的直通，因?yàn)楦摺⒌投薓OSFET正常施加了門極信號(hào)；有如直通電流一樣，它會(huì)影響到該開關(guān)電源。這會(huì)形成很高的反向恢復(fù)dv/dt，時(shí)常會(huì)擊穿 MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效，當(dāng)使用的 MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí)，這種失效機(jī)理會(huì)更加嚴(yán)重。

3.短路失效模式

最壞情況為短路。短路時(shí)，MOSFET導(dǎo)通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會(huì)降低。當(dāng)發(fā)生短路時(shí)，諧振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡(jiǎn)化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因?yàn)镃r只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時(shí)段，短路時(shí)次級(jí)二極管在CCM模式下連續(xù)導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣，但是短路狀態(tài)更糟糕，因?yàn)榱鹘?jīng)開關(guān)體二極管的反向恢復(fù)電流更大。

圖14和圖15給出了短路時(shí)功率MOSFET的開關(guān)波形。短路的波形與過載下的波形類似，但是其電流的等級(jí)更高，MOSFET結(jié)溫度更高，更容易失效。

03 功率MOSFET失效機(jī)理

1.體二極管反向恢復(fù)dv/dt：

二極管由通態(tài)到反向阻斷狀態(tài)的開關(guān)過程稱為反向恢復(fù)。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復(fù)的波形。首先體二極管正向?qū)ǎ掷m(xù)一段時(shí)間。這個(gè)時(shí)段中，二極管P-N結(jié)積累電荷。當(dāng)反向電壓加到二極管兩端時(shí)，釋放儲(chǔ)存的電荷，回到阻斷狀態(tài)。釋放儲(chǔ)存電荷時(shí)會(huì)出現(xiàn)以下兩種現(xiàn)象：流過一個(gè)大的反向電流和重構(gòu)。在該過程中，大的反向恢復(fù)電流流過MOSFET的體二極管，是因?yàn)镸OSFET的導(dǎo)通溝道已經(jīng)切斷。一些反向恢復(fù)電流從N+源下流過。

如圖18和圖19所示，Rb表示一個(gè)小電阻?；旧?，寄生 BJT的基極和發(fā)射極被源極金屬短路。因此，寄生BJT不能被激活。然而實(shí)際中，這個(gè)小電阻作為基極電阻， 當(dāng)大電流流過Rb時(shí)，Rb產(chǎn)生足夠的壓降使寄生BJT基極發(fā)射極正向偏置，觸發(fā)寄生BJT。一旦寄生BJT開通， 會(huì)產(chǎn)生一個(gè)熱點(diǎn)，更多的電流將涌入該點(diǎn)。負(fù)溫度系數(shù) 的BJT會(huì)使流過的電流越來越高。終導(dǎo)致器件失效。圖17給出了體二極管反向恢復(fù)時(shí)MOSFET失效波形。電流等級(jí)超過反向恢復(fù)電流峰值Irm時(shí)正好使器件失效。這意味著峰值電流觸發(fā)了寄生BJT。圖20和圖21給出了由體二極管反向恢復(fù)引起芯片失效的燒毀標(biāo)記。燒毀點(diǎn)是芯片脆弱的點(diǎn)，很容易就會(huì)形成熱點(diǎn)，或者需要恢復(fù)過多儲(chǔ)存電荷。這取決于芯片設(shè)計(jì)，不同設(shè)計(jì)技術(shù)會(huì)有所變化。

如果反向恢復(fù)過程開始前P-N結(jié)溫度高于室溫，則更容易形成熱點(diǎn)。所以電流等級(jí)和初始結(jié)溫度是器件失效的兩個(gè)重要的因素。影響反向恢復(fù)電流峰值的主要因素有溫度、正向電流和di/dt。圖22給出了反向恢復(fù)電流峰 值與正向電流等級(jí)的對(duì)應(yīng)曲線。如圖22所示，大限度抑制體二極管導(dǎo)通，可以降低反向恢復(fù)電流峰值。如果di/dt增大，反向恢復(fù)電流峰值也增大。在LLC諧振變換器中，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補(bǔ)功率開關(guān)的開通速度有關(guān)。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。

2.擊穿dv/dt

另一種失效模式是擊穿dv/dt。它是擊穿和靜態(tài)dv/dt的組 合。功率器件同時(shí)承受雪崩電流和位移電流。如果開關(guān)過程非?？?，在體二極管反向恢復(fù)過程中，漏源極電壓可能超過大額定值。例如，在圖16中，漏源極電壓大值超過了570V ，但器件為500V額定電壓的MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進(jìn)入擊穿模式，位移電流通過P-N結(jié)。這就是雪崩擊穿的機(jī)理。另外， 過高的dv/dt會(huì)影響器件的失效點(diǎn)。dv/dt越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受到傷害，導(dǎo)致失效。基本上，導(dǎo)致失效的根本原因是大電流、高溫度引起的寄生BJT導(dǎo)通，但主要原因是體二 極管反向恢復(fù)或擊穿。實(shí)踐中，這兩種失效模式隨機(jī)發(fā)生，有時(shí)同時(shí)發(fā)生。

04 解決方法

在啟動(dòng)、過載或短路狀況下，過流保護(hù)方法有多種：

增加開關(guān)頻率

變頻控制以及 PWM控制

采用分裂電容和鉗位二極管

為了實(shí)現(xiàn)這些方法，LLC諧振變換器需要增加額外的器件、改進(jìn)控制電路或者重新進(jìn)行散熱設(shè)計(jì)，這都增加了系統(tǒng)的成本。有一種更為簡(jiǎn)單和高性價(jià)比的方法。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色，它對(duì)失效機(jī)理至關(guān)重要，所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個(gè)問題的好方法。越來越多的應(yīng)用使用內(nèi)嵌二極管作為關(guān)鍵的系統(tǒng)元件，因此體二極管的許多優(yōu)勢(shì)得以實(shí)現(xiàn)。其中，金或鉑擴(kuò)散和電子輻射是非常有效的解決方法。這種方法可以控制載流子壽命，從而減少反向恢復(fù)充電和反向恢復(fù)時(shí)間。隨著反向恢復(fù)充電的減少，反向恢復(fù)電流峰值和觸發(fā)寄生BJT的可能性也隨之降低。因此，在過流情況下，如過載或短路，這種帶有改進(jìn)的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更好的保護(hù)。