模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中的采樣可能會(huì)引起混疊和電容反沖問(wèn)題,為了解決這些問(wèn)題,設(shè)計(jì)人員會(huì)在電路中使用濾波器和驅(qū)動(dòng)放大器,但同時(shí)也會(huì)給在中等帶寬應(yīng)用領(lǐng)域中實(shí)現(xiàn)精確的直流和交流性能帶來(lái)挑戰(zhàn),設(shè)計(jì)人員可能最終為此犧牲系統(tǒng)目標(biāo)。
本文將會(huì)從采樣技術(shù)的基礎(chǔ)知識(shí)說(shuō)起,重溫模數(shù)轉(zhuǎn)換的基本運(yùn)作方式,并幫助大家理解現(xiàn)實(shí)中會(huì)遇到的問(wèn)題。在接下來(lái)的后一篇文章中,我們會(huì)進(jìn)一步介紹如何通過(guò)連續(xù)時(shí)間Σ-Δ ADC簡(jiǎn)化信號(hào)鏈,有效地解決采樣中遇到的問(wèn)題。
采樣基礎(chǔ)
數(shù)據(jù)數(shù)字化涉及采樣和量化這兩個(gè)基本過(guò)程,如圖1所示。采樣是第一步,其是使用采樣頻率fS將連續(xù)時(shí)間變化的模擬信號(hào)x(t)轉(zhuǎn)換為離散時(shí)間信號(hào)x(n)。結(jié)果得出平均間隔的信號(hào)為1/ TS(fS = 1/ TS)。
圖1:數(shù)據(jù)采樣 (圖片來(lái)源: ADI)
第二步是量化,即將這些離散時(shí)間樣本的值估算為一個(gè)有限的可能值,并以數(shù)字代碼表示,如圖1所示。量化為一組有限值會(huì)導(dǎo)致數(shù)字化錯(cuò)誤,稱為量化噪聲。
采樣過(guò)程也會(huì)導(dǎo)致混疊。在混疊中,我們會(huì)看到輸入信號(hào)折返及其在采樣與保持時(shí)鐘頻率周圍出現(xiàn)諧波。奈奎斯特準(zhǔn)則要求采樣頻率必須至少是最高信號(hào)頻率的兩倍。如果采樣頻率小于最大模擬信號(hào)頻率的兩倍,將會(huì)發(fā)生稱為混疊的現(xiàn)象。為了理解混疊在時(shí)域和頻域中的含義,首先要考慮如圖2所示采樣的單信號(hào)正弦波的時(shí)域表示形式。
圖2 :混疊的時(shí)域表示 (圖片來(lái)源: ADI)
在這個(gè)示例中,采樣頻率fS較模擬輸入頻率fa 僅略高,但不多于fa 兩倍,因此不符合奈奎斯特準(zhǔn)則。值得留意的是,實(shí)際樣本的模式會(huì)產(chǎn)生較低的頻率(等于fS -fa)的混疊正弦波。這種情況的相應(yīng)頻域表示如圖3所示。
圖3:混疊的頻域表示 (圖片來(lái)源: ADI)
奈奎斯特帶寬定義為從直流到fS / 2的頻譜。頻譜被劃分為無(wú)數(shù)個(gè)奈奎斯特區(qū),每個(gè)區(qū)的寬度等于0.5fS。實(shí)際上,理想的采樣器由ADC和FFT處理器來(lái)代替。FFT處理器僅提供從直流到fS/ 2的輸出;即是出現(xiàn)在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)域中的信號(hào)或混疊。
如果采用理想的脈沖采樣器,在頻率fS下對(duì)頻率fa 的單頻正弦波進(jìn)行采樣,如圖1所示。另外假設(shè)fS 》2fa。采樣器的頻域輸出顯示,每一個(gè)fS倍頻附近均會(huì)出現(xiàn)原始信號(hào)的混疊或鏡像。也就是說(shuō),在|± K fS± fa | 的頻率處,K = 1、2、3、4等。
之后,考慮在圖3中第一個(gè)奈奎斯特區(qū)域之外的信號(hào)情況。信號(hào)頻率僅略小于采樣頻率,與圖2時(shí)域表示中所示的條件相對(duì)應(yīng)。請(qǐng)注意,即使信號(hào)在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)域之外,其鏡像(或混疊)fS – fa 仍在該區(qū)內(nèi)?;氐綀D3,如果一個(gè)不想要的信號(hào)出現(xiàn)在fa 的任何鏡像頻率上,它也將會(huì)出現(xiàn)在fa上,從而在第一奈奎斯特區(qū)中產(chǎn)生一個(gè)雜散頻率成分。
設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)
對(duì)于高性能應(yīng)用,系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員需要解決由采樣過(guò)程引起的量化噪聲、混疊和開(kāi)關(guān)電容輸入采樣問(wèn)題。工業(yè)應(yīng)用中常見(jiàn)有兩種類型的精密ADC,分別是逐次逼近寄存器(SAR)和Σ-Δ ADC,它們都是采用基于開(kāi)關(guān)電容的采樣技術(shù)設(shè)計(jì)的。
量化噪聲
在理想的奈奎斯特 ADC中,ADC的LSB大小將決定在進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)添加到輸入的量化噪聲。該量化噪聲分布在fS / 2的帶寬范圍內(nèi)。為了解決量化噪聲問(wèn)題,可以考慮過(guò)采樣技術(shù),即以遠(yuǎn)高于奈奎斯特頻率的速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣,以提高信噪比(SNR)和分辨率(ENOB)。在過(guò)采樣中,使用采樣頻率為奈奎斯特頻率(2 × fIN )的N倍,因此必須使相同的量化噪聲分布在N倍奈奎斯特頻率范圍內(nèi)。這也放寬了對(duì)抗混疊濾波器的要求。過(guò)采樣率(OSR)定義為fS/ 2 fIN ,其中fIN 是目標(biāo)信號(hào)帶寬。作為一般準(zhǔn)則,對(duì)ADC進(jìn)行四倍的過(guò)采樣可以額外提供1位分辨率,或者增加6 dB的動(dòng)態(tài)范圍。增加過(guò)采樣率將導(dǎo)致整體噪聲降低,并增加動(dòng)態(tài)范圍(DR),過(guò)采樣為ΔDR= 10log10 OSR,以dB為單位。
過(guò)采樣在本質(zhì)上與集成的數(shù)字濾波器和抽取功能一起使用和實(shí)現(xiàn)。Σ-Δ ADC中的基本過(guò)采樣調(diào)制器對(duì)量化噪聲進(jìn)行整形,使其大部分出現(xiàn)在目標(biāo)帶寬之外,從而導(dǎo)致低頻處的整體動(dòng)態(tài)范圍增大,如圖4所示。然后,數(shù)字低通濾波器(LPF)然后濾除目標(biāo)帶寬以外的量化噪聲,抽取器將輸出數(shù)據(jù)速率降低,使其回落至奈奎斯特速率。
圖4 :過(guò)采樣示例 (圖片來(lái)源: ADI)
噪聲整形是另一種減少量化噪聲的技術(shù)。在Σ-Δ ADC中,在環(huán)路濾波器之后的環(huán)路內(nèi)使用低分辨率量化器(一位至五位)。DAC用作反饋,從輸入中減去量化信號(hào)。圖5:噪聲整形 (圖片來(lái)源: ADI)
積分器持續(xù)將量化誤差加起來(lái),從而將量化噪聲整形至更高頻率,然后可以使用數(shù)字濾波器對(duì)其進(jìn)行濾波。圖6說(shuō)明了典型Σ-Δ ADC輸出x[n]的功率譜密度(PSD)。噪聲整形斜率取決于環(huán)路濾波器H(z)的階數(shù),每十倍頻程為(20 × n)dB,其中n是環(huán)路濾波器的階數(shù)。通過(guò)結(jié)合使用噪聲整形和過(guò)采樣,Σ-Δ ADC可實(shí)現(xiàn)帶內(nèi)高分辨率。帶內(nèi)帶寬等于fODR / 2(ODR代表輸出數(shù)據(jù)速率)。通過(guò)增加環(huán)路濾波器的階數(shù)或增加過(guò)采樣率,可以獲得更高的分辨率。
混疊現(xiàn)象
為了在高性能的應(yīng)用中消除混疊,使用更高階的抗混疊濾波器來(lái)避免任何數(shù)量的混疊??够殳B濾波器是一種低通濾波器,其帶寬會(huì)限制輸入信號(hào),并確保信號(hào)中沒(méi)有超出可以折返的目標(biāo)帶寬的頻率分量。濾波器的性能將取決于帶外信號(hào)與fS / 2的接近程度以及所需的衰減量。
對(duì)于SAR ADC,輸入信號(hào)帶寬和采樣頻率之間的差距并不大,因此我們需要一個(gè)更高階濾波器,這會(huì)是一個(gè)更復(fù)雜、更高功率和更大失真的高階濾波器設(shè)計(jì)。例如,如果200 kSPS采樣速度SAR的輸入帶寬為100 kHz,則抗混疊濾波器將需要拒絕大于100 kHz的輸入信號(hào),以確保沒(méi)有混疊。這需要使用非常高階的濾波器。
如果選擇400 kSPS的采樣速度來(lái)降低濾波器的階數(shù),則需要抑制》 300 kHz的輸入頻率。增加采樣速度將增加功率,如果想實(shí)現(xiàn)雙倍速度,需要的功率也將增加一倍。由于采樣頻率遠(yuǎn)高于輸入帶寬,因此以功率為代價(jià)的進(jìn)一步過(guò)采樣將進(jìn)一步降低抗混疊濾波器的要求。
在Σ-Δ ADC中,輸入以更高的OSR進(jìn)行過(guò)采樣,由于采樣頻率遠(yuǎn)高于輸入帶寬,因而降低了抗混疊濾波器的要求。
圖9顯示SAR和離散時(shí)間Σ-Δ(DTSD)架構(gòu)中抗混疊濾波器復(fù)雜度的程度。如果我們采用100 kHz的 -3dB輸入帶寬在采樣頻率fS下實(shí)現(xiàn)102 dB衰減,則DTSD ADC將需要使用二階抗混疊濾波器,而采用SAR ADC在fS下獲得相同的衰減,則需要使用五階濾波器。對(duì)于連續(xù)時(shí)間Σ-Δ(CTSD)ADC,衰減是固有的,因此我們不需要使用任何抗混疊濾波器。
圖9 :各種架構(gòu)的抗混疊濾波器要求 (圖片來(lái)源: ADI)
這些濾波器對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員來(lái)說(shuō)可能是一道難題,它們必須優(yōu)化這些濾波器的設(shè)計(jì),以便在目標(biāo)頻帶內(nèi)提供衰減,并盡可能提供更高的抑制性能。它們還會(huì)給系統(tǒng)增加許多其他誤差,例如失調(diào)、增益、相位誤差和噪聲,從而降低其性能。同樣,高性能ADC本質(zhì)是差分的,因此我們需要兩倍數(shù)量的無(wú)源組件。為了在多通道應(yīng)用中獲得更好的相位匹配,信號(hào)鏈中的所有組件都必須匹配良好,即需要使用公差更嚴(yán)格的組件。
ADC選料上的考慮
工程師要選擇一款合適的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC),要了解轉(zhuǎn)換器的關(guān)鍵參數(shù)項(xiàng)。如上文所述,它們包括「位數(shù)」、「采樣率」或「輸入數(shù)」的要求,轉(zhuǎn)換「架構(gòu)」的選擇(SAR、三角積分…),甚至于「輸入類型」的選項(xiàng)(單端、差分… )等,以及參數(shù)項(xiàng)互相的影響或補(bǔ)充。如工程師手上能擁有一個(gè)能夠概括大部份主要參數(shù)項(xiàng)的篩選列表,在篩選中還能清楚表達(dá)各選項(xiàng)在市場(chǎng)上的普遍程度,且能夠靈活地加減篩選項(xiàng),這一定會(huì)提升選料效率。
本文小結(jié)
本文中,我們首先重溫了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的基礎(chǔ)運(yùn)作原理。接下來(lái)介紹了如何通過(guò)Σ-Δ ADC來(lái)簡(jiǎn)化信號(hào)鏈,有效地解決采樣問(wèn)題。這種方法,消除了對(duì)抗混疊濾波器和緩沖器的需求,并解決了信號(hào)鏈偏移誤差和與其他組件相關(guān)的漂移問(wèn)題。這些設(shè)計(jì)的好處包括:可縮小解決方案的尺寸,簡(jiǎn)化設(shè)計(jì),并改善系統(tǒng)的相位匹配和整總體延遲。此外, Digi-Key官網(wǎng)中的「數(shù)據(jù)采集 - 模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)」產(chǎn)品的參數(shù)篩選列表清晰易用,可以方便工程師快速完成ADC的選料。
責(zé)任編輯:haq
-
電路
+關(guān)注
關(guān)注
171文章
5816瀏覽量
171590 -
轉(zhuǎn)換器
+關(guān)注
關(guān)注
27文章
8574瀏覽量
146534 -
adc
+關(guān)注
關(guān)注
97文章
6345瀏覽量
543350
原文標(biāo)題:全程干貨!ADC采樣中的信號(hào)鏈設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)
文章出處:【微信號(hào):得捷電子DigiKey,微信公眾號(hào):得捷電子DigiKey】歡迎添加關(guān)注!文章轉(zhuǎn)載請(qǐng)注明出處。
發(fā)布評(píng)論請(qǐng)先 登錄
相關(guān)推薦
評(píng)論