用于ADC和音頻測試的高性能源，具有新穎的數(shù)字預(yù)失真

測試精密儀器需要超低失真和低噪聲高性能信號發(fā)生器。需要新的概念來確保高性能水平的表征。ADMX1002等參考設(shè)計(jì)利用高性能精密數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）簡化了這項(xiàng)任務(wù)，這些轉(zhuǎn)換器的精度和分辨率達(dá)到了前所未有的水平。1此外，添加新穎的數(shù)字預(yù)失真算法可以進(jìn)一步增強(qiáng)測試信號保真度，以小巧、低成本的外形尺寸實(shí)現(xiàn)前所未有的低失真信號。

介紹

精密模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 和高保真音頻設(shè)備（編解碼器、MEMS 麥克風(fēng)等）的發(fā)展繼續(xù)增加自動(dòng)化測試設(shè)備 （ATE） 對高性能音頻和任意信號生成的需求。表征、驗(yàn)證和測試這些器件的直流和交流特性所需的多種高性能儀器對開發(fā)和生產(chǎn)測試的成本產(chǎn)生了溢價(jià)，有時(shí)甚至禁止或限制了測試覆蓋率。

在可能的情況下，測試工程師會開發(fā)內(nèi)部解決方案作為替代方案，但這是以犧牲時(shí)間和資源為代價(jià)的。ADMX1002超低失真信號發(fā)生器模塊等參考設(shè)計(jì)旨在提供一種替代方案來加速這一發(fā)展。

圖1.ADMX1002 超低失真和低噪聲信號發(fā)生器。

ADMX1002解決了硬件和軟件開發(fā)方面的挑戰(zhàn)。除了通過簡單的串行接口抽象化設(shè)計(jì)復(fù)雜性外，它還可自動(dòng)生成多個(gè)正弦波和任意波形。此外，ADMX1002采用新穎的數(shù)字預(yù)失真算法，進(jìn)一步提高了信號鏈中DAC和放大器的性能。

高性能混合信號測試需求

現(xiàn)代ADC和其他混合信號器件通常需要一個(gè)源來測試高性能直流和交流特性。在所有情況下，源必須超過被測器件 （DUT） 的性能。

執(zhí)行直流測試以確保沒有失碼，并驗(yàn)證差分非線性（DNL）、積分非線性（INL）以及失調(diào)和增益誤差。這些測試需要低噪聲和高分辨率直流耦合、單脈沖、線性信號，例如斜坡，以表征INL和DNL性能。對于這種類型的測試，需要高分辨率來執(zhí)行ADC中的所有可用代碼。

交流測試可驗(yàn)證總諧波失真 （THD）、信噪比和失真比 （SINAD） 和無雜散動(dòng)態(tài)范圍 （SFDR） 等規(guī)格。這些測試通常使用最高質(zhì)量的音調(diào)（正弦波）進(jìn)行，這意味著它不應(yīng)包含任何高于目標(biāo)規(guī)格的諧波含量。為了 完成 此 任務(wù)， 測試 工程 師 可以 使用 定制 濾波 器 來 消除 測試 信號 中 不需要 的 失真 產(chǎn)物， 從而 增加 系統(tǒng) 的 復(fù)雜 性 和 成本。然而，來自源頭的寬帶噪聲很難在目標(biāo)信號周圍濾除。來自源頭的噪聲需要低于被測ADC的本底噪聲，以確保其不會降低所需的測量目標(biāo)。

以下數(shù)據(jù)手冊總結(jié)了高性能ADC的規(guī)格：AD4020/AD4021/AD4022、ADAQ23878和AD7134，如表1所示。從此表中，我們可以看到我們的目標(biāo)是使THD優(yōu)于-123 dBc。

低失真的關(guān)鍵設(shè)計(jì)考慮因素：分辨率和線性度

失真可以表示為任何給定點(diǎn)的信號幅度誤差。這些誤差會導(dǎo)致偏離其理想信號形狀。對于數(shù)字合成信號，具有低至最低有效位（LSB）保證線性度的真正高分辨率DAC是準(zhǔn)確表示目標(biāo)信號的每個(gè)樣本的關(guān)鍵。由于INL和DNL是量化轉(zhuǎn)換器與其理想傳遞函數(shù)偏差的指標(biāo)，因此這些線性誤差對高保真信號的再現(xiàn)有直接影響。

由于周期信號的失真通常以THD表示，因此我們需要量化分辨率和INL對THD的影響，以便做出適當(dāng)?shù)腄AC精度選擇。為了觀察低THD，需要低本底噪聲，這意味著需要高信噪比（SNR）。從根本上說，轉(zhuǎn)換器的SNR受到其量化噪聲的限制。人們普遍認(rèn)為，信噪比和分辨率通過表達(dá)式相關(guān)

其中 N 是轉(zhuǎn)換器中可用的位數(shù)，fs是采樣率，BW是測量的帶寬。2從表1中，我們可以看到至少需要一個(gè)優(yōu)于100.5 dB的SNR，或者理想情況下需要三倍，即大約110 dB。假設(shè)帶寬達(dá)到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，則110 dB SNR所需的分辨率為18位。

接下來，我們需要量化INL和THD之間的關(guān)系。為此，我們假設(shè)DAC具有弱二階INL。它的傳遞函數(shù)可以用多項(xiàng)式表示

其中y是DAC的輸出（以伏特為單位），x是輸入代碼。第一項(xiàng)的系數(shù)a表示與輸入代碼和輸出電壓相關(guān)的理想因子。第二項(xiàng)代表INL，其系數(shù)b遠(yuǎn)小于a。使用該DAC產(chǎn)生余弦信號x（t） = cos（ωt）將導(dǎo)致輸出

因?yàn)槿呛愕仁?/p>

我們可以將DAC輸出端的信號表示為

第二項(xiàng)現(xiàn)在顯示二次諧波失真（HD2）。這種關(guān)系表明INL對低失真信號的產(chǎn)生施加了基本限制。該分析也適用于高階INL項(xiàng)，這些項(xiàng)會產(chǎn)生高次諧波失真分量。例如，添加幅度c的三階非線性項(xiàng)會產(chǎn)生信號3:

假設(shè)我們采用18位DAC（根據(jù)我們的SNR計(jì)算），三階INL為2 LSB，則由三次諧波引起的失真預(yù)計(jì)為

這將達(dá)不到我們優(yōu)于?123 dBc的設(shè)計(jì)目標(biāo)。再增加兩個(gè)位將使失真再降低12 dB，達(dá)到?126 dBc。這意味著我們至少需要一個(gè)具有20位分辨率的DAC來實(shí)現(xiàn)失真目標(biāo)。

信號生成路徑設(shè)計(jì)

要設(shè)計(jì)能夠滿足失真和噪聲要求的源，首先要設(shè)計(jì)幾個(gè)關(guān)鍵元件：DAC及其基準(zhǔn)電壓源電路。這項(xiàng)任務(wù)可通過AD5791 20位精密DAC實(shí)現(xiàn)。如果使用10 V輸出范圍，其高分辨率和優(yōu)于1 LSB的線性度可確保最準(zhǔn)確地再現(xiàn)誤差小于10 μV的信號電平。

輸出信號路徑的簡化圖如圖2所示。兩個(gè)AD5791以相反的極性工作，以實(shí)現(xiàn)全差分路徑，從而進(jìn)一步提高SNR，并將目標(biāo)信號與地引起的串?dāng)_解耦。LTC6655等低噪聲基準(zhǔn)電壓源與AD8676精密運(yùn)算放大器相結(jié)合，可為每個(gè)AD5791的高線性度雙極性操作提供必要的正基準(zhǔn)電壓源和負(fù)基準(zhǔn)電平。

圖2.ADMX1002 框圖。

由于AD5791采用高精度架構(gòu)，使用精密DAC生成信號時(shí)遇到的一個(gè)常見挑戰(zhàn)是代碼轉(zhuǎn)換之間產(chǎn)生的毛刺能量。4毛刺會扭曲正在生成的信號的時(shí)域特性，從而向DUT提供不需要的能量。對于周期性信號，這些毛刺會在頻域中產(chǎn)生與基頻諧波相關(guān)的雜散內(nèi)容。這個(gè)問題的一個(gè)可能的解決方案是過濾毛刺能量，這會大大降低信號帶寬和信號源的建立時(shí)間。更好的解決方案是基于采樣保持電路實(shí)現(xiàn)去毛刺器5采用低電荷注入模擬開關(guān)，如運(yùn)算放大器ADG1236和運(yùn)算放大器AD8676。

圖3顯示了去毛刺器之后（頂部）和之前（底部）的10 kHz方波。底部跡線顯示了AD5791輸出端存在的代碼轉(zhuǎn)換毛刺。DAC和去毛刺器更新速率為1 MHz。來自開關(guān)的殘余電荷注入與產(chǎn)生的信號不諧波相關(guān)，可以通過輸出端的重建濾波器輕松濾除。

圖3.去毛刺器操作。時(shí)間刻度：5 μs/格靈敏度：5 mV/格測量帶寬：50 MHz。

去毛刺電路產(chǎn)生的信號經(jīng)過濾波，然后使用采用全差分放大器（FDA）ADA4945-1的多級六階低通濾波器到達(dá)輸出端。需要這種高階重建濾波器來消除去毛刺器的殘余能量和超出第一奈奎斯特區(qū)的圖像，這些能量可能會混疊回DUT的輸入頻譜。6ADA4945-1實(shí)現(xiàn)差分輸出，以滿足現(xiàn)代ADC的輸入要求。此外，每個(gè)ADA4945-1僅產(chǎn)生1.8 nV/√Hz噪聲，并具有保證的0.5 μV/°C失調(diào)漂移，可實(shí)現(xiàn)高精度。

數(shù)字預(yù)失真

數(shù)字預(yù)失真或DPD是一種用于最小化信號路徑上組件引入的非線性的技術(shù)。DPD需要事先了解需要糾正的誤差，以便在工作期間從信號中減去這些誤差。因此，必須首先對信號路徑進(jìn)行測量。

測量信號路徑誤差的挑戰(zhàn)在于測量路徑需要具有比源路徑更低的失真;否則，來自測量路徑的誤差將被添加到源中，從而降低其性能。即使使用最好的ADC和放大器，實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)也不容易。例如，LTC2378-20是一款具有業(yè)界領(lǐng)先的固有線性度的20位ADC，可確?！? ppm INL，是AD5791的INL的兩倍。這意味著不可能通過簡單地?cái)?shù)字化其傳遞函數(shù)的多個(gè)點(diǎn)來測量源路徑的傳遞函數(shù)誤差。需要采取更好的方法。

ADMX1002采用獲得專利的DPD算法，可改善用于校正源誤差的測量路徑的線性度。由于目標(biāo)是降低正弦波形的失真，因此源在測量階段生成單頻音。ADC前面的DPD檢測路徑基于此類信號增強(qiáng)了路徑的整體線性度。

波形的多個(gè)數(shù)字化段用于在數(shù)字域中重建信號，然后將其與數(shù)學(xué)模型進(jìn)行比較。從此操作中提取校正參數(shù)，并將其應(yīng)用于正弦波的生成。此過程需要多次迭代才能消除可能損壞結(jié)果的隨機(jī)錯(cuò)誤。一旦算法找到最佳校正，它就會停止并存儲上次迭代中使用的參數(shù)以生成信號。該算法的簡化流程圖如圖 4 所示。

圖4.在ADMX1002中使用數(shù)字預(yù)失真生成波形。

由于校正特定于正在生成的信號，因此必須對具有不同幅度和頻率的任何其他信號執(zhí)行此分析。為了減少在ATE系統(tǒng)中設(shè)置不同波形所需的時(shí)間，處理后的波形數(shù)據(jù)可以存儲在板載閃存中，并隨時(shí)調(diào)用。ADMX1002可以存儲多達(dá)15種不同的波形，其中還包括雙音或任意模式。

不帶DPD的信號鏈的失真和噪聲性能如圖5所示。DPD算法對同一單元的影響如圖6所示，總THD超過?130 dBc標(biāo)記。與沒有DPD的硬件實(shí)現(xiàn)的?115 dBc相比，這提高了15 dB。

圖5.ADMX1002的頻譜產(chǎn)生2 V rms，1 kHz，無DPD。

圖6.ADMX1002的頻譜產(chǎn)生2 V rms，1 kHz，帶DPD。

除DPD算法外，幅度校正算法還使用DPD檢測路徑來補(bǔ)償重建濾波器對源路徑施加的衰減。

整個(gè)系統(tǒng)的處理、接口和控制由 SoC 執(zhí)行，其中包括帶有 Arm 內(nèi)核處理器的 FPGA 結(jié)構(gòu)。執(zhí)行的任務(wù)包括：?

波形合成

預(yù)失真算法執(zhí)行

非易失性模式存儲器管理

去毛刺器的精確定時(shí)控制

數(shù)據(jù)流到數(shù)模轉(zhuǎn)換器

模擬前端開關(guān)的控制

電源軌控制和排序

主機(jī)接口：SPI、狀態(tài)、并行控制

額外的DDR3 SDRAM支持SoC的處理任務(wù)，例如直接數(shù)據(jù)流到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。

為系統(tǒng)供電

在將所有部件組合在一起時(shí)，硬件設(shè)計(jì)人員始終面臨著將高性能電源軌引入整個(gè)系統(tǒng)的現(xiàn)實(shí)。數(shù)字元件通常需要在負(fù)載點(diǎn)調(diào)節(jié)多個(gè)低壓軌，而模擬和混合信號器件需要與數(shù)字元件的電源轉(zhuǎn)換正確解耦，并使用低噪聲電壓軌供電。為了簡化此任務(wù)，ADMX1002包括一個(gè)完整的電源子系統(tǒng)，由低壓差（LDO）穩(wěn)壓器和電源監(jiān)控器組成，無需生成多個(gè)電源軌。

LDO穩(wěn)壓器消除了來自上游開關(guān)模式電源的無用紋波，防止敏感的模擬電路拾取在輸出頻譜中觀察到的雜散。此外，SoC 的關(guān)鍵電源軌由 LTC2962 監(jiān)控，LTC2962 可產(chǎn)生一個(gè)電源良好信號，主機(jī)系統(tǒng)可輪詢該信號以進(jìn)行診斷。總體而言，ADMX1002只需要主機(jī)提供三個(gè)大容量電源軌：+3.3 V、+9.0 V和–9.0 V。簡化的電源樹如圖7所示。

圖7.ADMX1002電源診斷樹。

對于LTM8049來說，從+12 V（基于計(jì)算機(jī)的測試系統(tǒng)中的共電源軌）等正電源軌生成低噪聲±9.0 V電源軌的任務(wù)是微不足道的任務(wù)，它不需要外部磁性元件或復(fù)雜的布局。同樣，LTM8063也可以將+12 V降壓至+3.3 V。ADM7172-3.3、LT1965和LT3015等其他LDO穩(wěn)壓器有助于確保沒有紋波電流流入緊密封裝的ADMX1002，以保持干凈的輸出頻譜。圖8中的框圖顯示了EVAL-ADMX1002FMCZ評估板采用的這種配置。

圖8.EVAL-ADMX100XFMCZ 電源樹。

結(jié)論

本文 證明 了 通過 精心 設(shè)計(jì) 的 信號 路徑 和 信號 處理 技術(shù) 可以 滿足 對 ADC 和 音頻 測試 的 需求。實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)需要高分辨率DAC，注意確保輸出中沒有毛刺，并采用低失真放大器實(shí)現(xiàn)重建濾波器。通過實(shí)施使用混合信號算法優(yōu)化的數(shù)字反饋路徑，可以進(jìn)一步提高性能，以實(shí)現(xiàn)精確的信號重建。此外，一種新穎的數(shù)字預(yù)失真算法可以提取諧波失真信息，用于合成波形，從而補(bǔ)償源路徑的失真。