具有雙RMS檢波器的集成雙向電橋用于RF功率和回波損耗測(cè)量

作者：Eamon Nash and Eberhard Brunner

定向耦合器用于檢測(cè)RF功率的各種應(yīng)用，它們可能出現(xiàn)在信號(hào)鏈中的多個(gè)點(diǎn)。在本文中，我們將探討ADI公司的一款新型器件ADL5920，它將寬帶定向橋式耦合器與兩個(gè)均方根響應(yīng)檢測(cè)器集成在5 mm×5 mm表貼封裝中。與傳統(tǒng)的分立定向耦合器相比，該器件具有顯著的優(yōu)勢(shì)，后者難以在尺寸和帶寬之間進(jìn)行權(quán)衡，尤其是在低于1 GHz的頻率下。

在線RF功率和回波損耗測(cè)量通常使用定向耦合器和RF功率檢波器來(lái)實(shí)現(xiàn)。

在圖1中，雙向耦合器用于無(wú)線電或測(cè)試和測(cè)量應(yīng)用，以監(jiān)控發(fā)射和反射的RF功率。有時(shí)還需要在電路中嵌入RF功率監(jiān)控，一個(gè)很好的例子是將兩個(gè)或多個(gè)源切換到發(fā)射路徑（使用RF開(kāi)關(guān)或外部電纜）。

圖1.測(cè)量RF信號(hào)鏈中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性的寶貴特性，即能夠區(qū)分入射和反射RF功率。當(dāng)入射RF信號(hào)在到達(dá)負(fù)載的途中通過(guò)正向路徑耦合器（圖2）時(shí)，一小部分RF功率（通常比入射信號(hào)低10 dB至20 dB的信號(hào)）被耦合并驅(qū)動(dòng)RF檢波器。在測(cè)量正向和反射功率的情況下，使用與正向路徑耦合器相反的第二個(gè)耦合器。來(lái)自兩個(gè)檢波器的輸出電壓信號(hào)將與正向和反向RF功率電平成正比。

圖2.使用定向耦合器和RF檢波器的典型RF功率測(cè)量系統(tǒng)。

表面貼裝定向耦合器需要在帶寬和尺寸之間進(jìn)行基本權(quán)衡。而具有一個(gè)倍頻程頻率覆蓋（即F.MAX等于兩倍 F最低） 通常采用小至 6 mm 的封裝2，多倍頻程表面貼裝定向耦合器會(huì)大得多（圖 3）。寬帶連接器定向耦合器具有多倍頻程頻率覆蓋范圍，但明顯大于表面貼裝器件。

圖3.連接器定向耦合器、表面貼裝定向耦合器和ADL5920集成IC，帶定向橋和雙均方根檢波器。

圖3還顯示了ADL5920的評(píng)估板，ADL5920是一款新型RF功率檢測(cè)子系統(tǒng)，檢測(cè)范圍高達(dá)60 dB，采用5 mm×5 mm MLF封裝（ADL5920 IC位于RF連接器之間）。ADL5920的框圖如圖4所示。

圖4.ADL5920原理框圖

ADL5920不使用定向耦合器檢測(cè)正向和反射信號(hào)，而是采用獲得專利的定向橋技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)寬帶和緊湊的片內(nèi)信號(hào)耦合。要了解定向電橋的工作原理，我們需要先退后一步，看看惠斯通電橋。

惠斯通電橋

定向電橋的概念基于惠斯通電橋（圖5），該電橋在平衡時(shí)產(chǎn)生零差分電壓。在惠斯通電橋中，兩個(gè)橋臂中的一個(gè)電阻是可變的（R2），而另外兩個(gè)電阻（R1和R3）是固定的?？偣灿兴膫€(gè)電阻——R1、R2、R3和Rx，其中Rx是未知電阻。如果 R1 = R3，則當(dāng) R2 等于 Rx 時(shí)，V外= 0 V。當(dāng)可變電阻具有正確的值時(shí)，電橋的分壓比相等，從而在產(chǎn)生V的差分檢測(cè)節(jié)點(diǎn)上產(chǎn)生零伏差分信號(hào)，從而認(rèn)為電橋是平衡的外.

圖5.惠斯通電橋。

單向橋

圖6是單向電橋的原理圖，它最好地解釋了這種器件的基本工作原理。首先，重要的是要注意方向橋需要為特定的Z Zo并且插入損耗最小化。如果 RS= RL= R = 50 Ω，則電橋的檢測(cè)電阻為5 Ω，這是插入損耗（<1 dB）和信號(hào)檢測(cè)之間的良好折衷。計(jì)算 R外從負(fù)載回頭看，在計(jì)算R時(shí)，端口阻抗精確到50 Ω在將導(dǎo)致 50.8 Ω 端口阻抗 （|Γ| = 0.008;RL = –42 dB;駐波比 = 1.016）。如果施加的信號(hào)如RFIP所示，則由于R在~50 Ω，RFIP處的電壓約為源電壓的一半。如果我們假設(shè)RFIP處的電壓等于1 V，那么RFOP處的電壓約為0.902 V。

該電壓進(jìn)一步衰減10/11 = 0.909，使得差分放大器的負(fù)輸入為0.82 V，產(chǎn)生的差分電壓為（1 – 0.82） = 0.18 V。該電橋的有效正向耦合系數(shù)（Cpl）為：

在電橋環(huán)境中的平衡意味著當(dāng)信號(hào)以相反方向（RFOP到RFIP）施加時(shí)，VFWD檢波器（或Cpl端口）理想情況下將看到零差分電壓，而當(dāng)信號(hào)在正向施加時(shí)（RFIP到RFOP）時(shí)，它將看到最大信號(hào)。為了在這種結(jié)構(gòu)中獲得最大的方向性，精密電阻器至關(guān)重要，這就是為什么將它們集成是有益的。

在單向電橋中，為了確定計(jì)算回波損耗所需的隔離度，需要翻轉(zhuǎn)器件，然后將輸入信號(hào)施加到RFOP。在這種情況下，電橋是平衡的，差分放大器的正負(fù)輸入相等，因?yàn)橄嗤姆诸l比0.909 = （10R/（10R + R） = （R/（R+0.1R））導(dǎo)致差分電壓為（V+減V–）= 0 V。

圖6.簡(jiǎn)化的單向橋接圖。

雙向橋梁

圖7是雙向電橋的簡(jiǎn)化圖，類似于ADL5920中使用的電橋。對(duì)于 50 Ω 的環(huán)境，單位電阻 R 等于 50 Ω。因此，電橋的檢測(cè)電阻值為5 Ω，而兩個(gè)并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)各約為1.1 kΩ。

這是一個(gè)對(duì)稱網(wǎng)絡(luò)，所以輸入和輸出電阻，R在和 R外，相同且接近 50 Ω 當(dāng) RS和 RL也等于 50 Ω。

當(dāng)源阻抗和負(fù)載阻抗均為50 Ω時(shí)，內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)的歐姆分析告訴我們，與VREV相比，VFWD將相當(dāng)大。在實(shí)際應(yīng)用中，這對(duì)應(yīng)于從電源到負(fù)載的最大功率傳輸。這導(dǎo)致反射功率很小，進(jìn)而導(dǎo)致VREV非常小。

接下來(lái)，讓我們考慮如果 RL無(wú)限（開(kāi)路）或零（負(fù)載短路）。在這兩種情況下，如果我們重復(fù)歐姆分析，我們發(fā)現(xiàn)VFWD和VREV大致相等。這反映了一個(gè)真實(shí)世界的系統(tǒng)，其中開(kāi)路或短路負(fù)載導(dǎo)致正向功率和反射功率相等。下面對(duì)這些方案進(jìn)行更詳細(xì)的分析。

圖7.簡(jiǎn)化的雙向橋接圖。

駐波比和反射系數(shù)

對(duì)網(wǎng)絡(luò)分析中的錯(cuò)誤進(jìn)行全面分析過(guò)于復(fù)雜，超出了本文的范圍，但我們想在這里總結(jié)一些基本概念。一個(gè)很好的資源是Marki微波，方向性和VSWR測(cè)量的應(yīng)用說(shuō)明。1

行波是描述傳輸線電壓和電流的重要概念，因?yàn)樗鼈兪俏恢煤蜁r(shí)間的函數(shù)。沿傳輸線的電壓和電流的一般解由正向行波和反向行波組成，它們是距離x的函數(shù)。2

在公式2和公式3中，V+（x）表示向負(fù)載傳播的電壓波，而V–（x）表示由于失配而從負(fù)載反射的電壓波，Z0是傳輸線的特性阻抗。在無(wú)損傳輸線中，Z0由經(jīng)典等式定義：

最常見(jiàn)的 Z 軸0輸電線路為 50 Ω。如果這樣的線路以其特性阻抗端接，那么對(duì)于50 Ω源來(lái)說(shuō)，它看起來(lái)像一條無(wú)限線，因?yàn)槿魏窝鼐€路傳播的電壓波都不會(huì)產(chǎn)生任何可以在源上或沿線其他任何地方檢測(cè)到的反射。但是，如果負(fù)載不同于 50 Ω，則會(huì)沿可檢測(cè)到的線路產(chǎn)生駐波，并由電壓駐波比 （VSWR） 定義。

更一般地說(shuō)，反射系數(shù)定義為：

哪里Γ0是負(fù)載反射系數(shù)，γ傳輸線的傳播常數(shù)。

R、L、G 和 C 是傳輸線每單位長(zhǎng)度的電阻、電感、電導(dǎo)和電容。

回波損耗（RL）是以dB為單位的反射系數(shù)（Γ）的負(fù)值。這一點(diǎn)很重要，因?yàn)榉瓷湎禂?shù)和回波損耗經(jīng)常被混淆并互換使用。

除了上述負(fù)載失配之外，回波損耗的另一個(gè)非常重要的定義是阻抗不連續(xù)時(shí)的入射和反射功率。這是由

并廣泛用于天線設(shè)計(jì)。VSWR、RL 和 Γ0相關(guān)如下：

等式14和等式15表示駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義為沿波的最大電壓與最小電壓之比。沿線路的峰值和最小電壓為

例如，在50 Ω?jìng)鬏斁€中，如果正向行進(jìn)電壓信號(hào)的峰值幅度為A = 1，并且該線路與完美負(fù)載匹配，則|Γ0|= 0，沒(méi)有駐波（VSWR = 1.00），沿線路的峰值電壓為A = 1。但是，如果 R負(fù)荷是 100 Ω或 25 Ω，則|Γ0|= 0.333，RL = 9.542 dB，駐波比 = 2.00，|V（x）|.max= 1.333 和|V（x）|最小= 0.666。

圖8是圖7的復(fù)制品，但信號(hào)以默認(rèn)正向配置顯示，行進(jìn)功率波指示參考平面在負(fù)載處的位置。在波長(zhǎng)相對(duì)于物理結(jié)構(gòu)較長(zhǎng)的低頻下，電壓和電流同相，可以根據(jù)歐姆定律分析電路。

圖8.帶信號(hào)的簡(jiǎn)化雙向橋接。

端口定義如下：輸入端口（端口 1）位于 RFIP，輸出端口（端口 2）位于 RFOP，耦合端口（端口 3）位于 V前輪驅(qū)動(dòng)和 VREV 的隔離端口（端口 4）。由于結(jié)構(gòu)是對(duì)稱的，當(dāng)信號(hào)在Z Z處反射時(shí)，端口會(huì)反轉(zhuǎn)L或適用于 RFOP。

在負(fù)載匹配的情況下，發(fā)電機(jī)電壓連接到端口 1 （RFIP），并且與 ZS= ZL= Z0= R = 50 Ω，

和 VL/VS+為插入損耗，L我，或以 dB 為單位的 IL。

主線電阻兩側(cè)的兩個(gè)分流支路的衰減系數(shù)為 0.1 × R 為

圖 8 中的等式表示|VREV|和|VFWD|顯示那些在正向方向施加信號(hào)的電壓的值。這些公式表示簡(jiǎn)化原理圖的基本方向性極限，這是由于隔離端口處的非理想抑制為33 dB所致。

從圖8可以看出，線性域中雙向電橋的方向性由下式?jīng)Q定

這表明，為了增加方向性，α需要等于插入損耗L我.

在硅中，峰值方向性通常優(yōu)于簡(jiǎn)化圖（圖9）。

如果 ZL不等于 ZO，通常情況下，耦合和隔離端口電壓很復(fù)雜，將是

其中 VS+是端口 1（節(jié)點(diǎn) V）的正向電壓S） 和 VL–是端口 2（節(jié)點(diǎn) V）負(fù)載的反射電壓L).Θ是反射信號(hào)的未知相位，

將 （24） 替換為 VL–在 （22） 和 （23） 中并使用 （21） 來(lái)簡(jiǎn)化結(jié)果，再加上

產(chǎn)生復(fù)雜的輸出電壓

從（26）和（27）我們可以觀察到，對(duì)于DL>>1，

在ADL5920中，電壓VREV和VFWD通過(guò)兩個(gè)60 dB范圍的線性dB均方根檢波器映射到電壓VRMSR和VRMSF（V.ISO/VSLP） 和 （V.CPL/VSLP） 分別以分貝為單位。所以器件V的差分輸出差異以分貝為單位表示

其中 VSLP，檢測(cè)器斜率約為60 mV/dB。

使用 （28） 中 （29） 的電壓到 dB 映射

使用等式30中的等式9可得到

圖9.ADL5920方向性與頻率的關(guān)系輸入電平為20 dBm。

圖10顯示了ADL5920正向驅(qū)動(dòng)ADL5920時(shí)正向功率檢測(cè)均方根檢波器的響應(yīng)。每條跡線對(duì)應(yīng)于所施加的特定功率電平的輸出電壓與頻率的關(guān)系。雖然繪圖停止在10 MHz，但已經(jīng)驗(yàn)證了在低至9 kHz的頻率下的工作。在圖11中，相同的數(shù)據(jù)表示為輸出電壓與輸入功率的關(guān)系，每條跡線代表不同的頻率。

圖 10.多個(gè)輸入功率電平下正向路徑檢測(cè)器的典型輸出電壓與頻率的關(guān)系。

圖 11.在多個(gè)頻率下，典型輸出電壓與正向路徑檢波器的輸入功率的關(guān)系。

當(dāng)ADL5920的射頻外引腳端接一個(gè)50 Ω電阻，應(yīng)該沒(méi)有反射信號(hào)。因此，反向路徑檢測(cè)器不應(yīng)記錄任何檢測(cè)到的反向功率。但是，由于電路的方向性不理想，并且會(huì)隨頻率滾降，因此會(huì)在反向路徑中檢測(cè)到一些信號(hào)。圖12顯示了RF時(shí)正向和反向路徑檢波器在500 MHz下測(cè)得的電壓在被掃描和射頻外終止 50 Ω。這些跡線之間的垂直分離直接關(guān)系到橋梁的方向性。

圖 12.當(dāng)電橋由RF驅(qū)動(dòng)時(shí)，VRMSF和VRMSR輸出電壓與500 MHz時(shí)的輸入功率的關(guān)系在和射頻外終止 50 Ω。

圖13顯示了改變負(fù)載對(duì)正向功率測(cè)量的影響。定義的功率電平應(yīng)用于射頻在RF上負(fù)載的輸入和回波損耗外從 0 dB 到 20 dB 不等。正如預(yù)期的那樣，當(dāng)回波損耗在10 dB至20 dB范圍內(nèi)時(shí)，功率測(cè)量精度相當(dāng)不錯(cuò)。但隨著回波損耗降低到10 dB以下，功率測(cè)量誤差開(kāi)始增加。值得注意的是，對(duì)于0 dB的回波損耗，誤差仍然僅在1 dB范圍內(nèi)。

圖 13.在 1 GHz 下測(cè)量的正向功率與施加功率和負(fù)載回波損耗的關(guān)系。

在圖14中，ADL5920用于測(cè)量負(fù)載的回波損耗，也是在1 GHz時(shí)。已知回波損耗應(yīng)用于RF時(shí)外港口。測(cè)量VRMSF和VRMSR，并反向計(jì)算回波損耗。

圖 14.在1 GHz下測(cè)量的回波損耗與施加的回波損耗和RF功率的關(guān)系。

關(guān)于這個(gè)情節(jié)，有很多要點(diǎn)需要注意。首先，可以看出，ADL5920測(cè)量回波損耗的能力隨著回波損耗的改善而降低。這是由于設(shè)備的方向性。其次，注意測(cè)量精度如何隨著驅(qū)動(dòng)功率的下降而降低。這是由于ADL5920板載均方根檢波器的檢測(cè)范圍和靈敏度有限。第三個(gè)觀察結(jié)果與跡線中的明顯漣漪有關(guān)。這是由于每次測(cè)量都是在單個(gè)回波損耗階段進(jìn)行的。如果在所有回波損耗階段重復(fù)測(cè)量，則會(huì)產(chǎn)生一系列曲線，其垂直寬度大致等于紋波的垂直寬度。

應(yīng)用

ADL5920能夠測(cè)量在線RF功率和回波損耗，適用于多種應(yīng)用。它的小尺寸意味著它可以放入許多電路中，而不會(huì)對(duì)空間產(chǎn)生重大影響。典型應(yīng)用包括RF功率電平高達(dá)30 dBm的在線RF功率監(jiān)控，其中插入損耗并不重要?；夭〒p耗測(cè)量功能通常用于監(jiān)控RF負(fù)載的應(yīng)用。這可能是一個(gè)簡(jiǎn)單的電路，用于檢查天線是否未損壞或折斷（即災(zāi)難性故障）。但是，ADL5920也可用于測(cè)量材料分析應(yīng)用中的標(biāo)量回波損耗。這最適用于低于約2.5 GHz的頻率，其中方向性（以及測(cè)量精度）大于15 dB。

ADL5920提供兩種外形尺寸進(jìn)行評(píng)估，如圖15所示。左側(cè)顯示傳統(tǒng)評(píng)估板，其中檢測(cè)器輸出電壓在夾式引線和SMA連接器上可用。該評(píng)估板還包括一個(gè)校準(zhǔn)路徑，可用于校準(zhǔn)FR4板的插入損耗。

右側(cè)顯示的集成度更高的評(píng)估板，包括一個(gè)4通道、12位ADC （AD7091R-4）。該評(píng)估板插入ADI公司的SDP-S USB接口板，包括計(jì)算RF功率和回波損耗的PC軟件，并包括基本的功率校準(zhǔn)程序。

圖 15.ADL5920評(píng)估板選項(xiàng)

審核編輯：郭婷