如何設計隔離式高頻推挽式DC/DC轉(zhuǎn)換器

具有固定占空比為 50% 的簡單推挽式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器通常用作通信系統(tǒng)、醫(yī)療器械和分布式電源中的低噪聲變壓器驅(qū)動器。這種簡單的方案不提供電壓調(diào)節(jié)，需要低壓差（LDO）后置穩(wěn)壓器，這種組合會帶來潛在的嚴重問題。首先，驅(qū)動器輸入電壓的任何顯著變化以及固定的50%占空比都會增加LDO兩端的差分電壓，從而導致LDO的顯著功率損耗和高溫升。其次，低開關頻率需要相對笨重的變壓器，有時占用30%至50%的轉(zhuǎn)換器空間。

LT?3999 單片式 DC/DC 推挽式驅(qū)動器通過兩個重要特性避免了這些問題：占空比控制和高頻操作：

占空比控制允許對寬 V 進行補償在變化是標準固定占空比變壓器驅(qū)動器無法做到的，在面對寬輸入范圍時大大降低了LDO損耗。

高達 1MHz 的高開關頻率可實現(xiàn)更小的變壓器和更低的輸出紋波。

LT3999 將這兩個特性與高 36V 輸入電壓和 1A 輸入電流能力相結(jié)合，使其成為一款高功率和靈活的低噪聲推挽式轉(zhuǎn)換器 IC。

本文介紹了兩個分步設計過程：一個用于具有寬輸入范圍的推挽式DC/DC轉(zhuǎn)換器，另一個用于具有固定輸入電壓的緊湊型高頻變壓器驅(qū)動器。

推挽式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設計，適用于寬范圍輸入

圖1b中的流程圖顯示了如何通過八個簡單的步驟設計推挽式轉(zhuǎn)換器。這些階躍產(chǎn)生 LT3999 10V–15V 輸入、±12V 輸出、200mA 1MHz 推挽式轉(zhuǎn)換器，如圖 1a 所示。

圖1.（a） LT3999 推挽式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器，具有寬輸入范圍和占空比控制 （b） 簡單的 8 步推挽式轉(zhuǎn)換器設計

圖2.通過電阻分壓器設置精密 UVLO 和 OVLO/DC，使用 （a） 2 電阻方法或 （b） 3 電阻方法。

第 1 步：設置開關頻率 （RT)

首先，用R設置開關頻率T;從 LT3999 數(shù)據(jù)手冊的表 1 中選擇的值。

第 2 步：設置輸入電壓范圍（UVLO、OVLO/DC）

UVLO（欠壓鎖定）和 OVLO/DC（過壓鎖定/占空比）引腳用于設置輸入電壓范圍?？梢允褂?2 電阻或 3 電阻方法。對于圖2a所示的2電阻方法，RB分別使用 UVLO 和 OVLO/DC 的公式 1 和 2 計算。對于低損耗，我們可以假設 R一個= 1MΩ。

對于圖2b所示的3電阻方法，R答1和 RB分別由 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和 4 計算得出。R答2可以選擇1MΩ左右。

對于圖1a中使用的2電阻方法：

第 3 步：設置最大占空比 （R直流（最大）)

最大占空比（直流）.MAX） 由切換周期 （TS = 1/fSW） 和非重疊時間 （TD（分鐘）） 在兩個電源開關之間，如公式 5 所示。對于2電阻方法，R直流由公式 6 計算。對于 3 電阻方法，將 R 替換為 R一個= R答1( 1答2在等式 6 中。

在圖 1（a） 示例中，TS = 1μs/ 7D（分鐘）= 70ns （數(shù)據(jù)手冊中的典型值），V在（分鐘） = 10V， R一個= 1M， RB= 143k。計算 5 和 6 給出直流.MAX= 0.43 和 R直流= 13.3k。

步驟 4：選擇變壓器 （T1）

變壓器匝數(shù)比如公式7所示。

V西 南部是內(nèi)部開關的開關飽和電壓。VF是整流二極管的正向電壓。V低密度脂蛋白1和 V低密度脂蛋白2是正負LDO的壓差。V西 南部= 0.4V， VF= 0.7V， V低密度脂蛋白1= V低密度脂蛋白2= 0.8V是很好的經(jīng)驗法則。如果找不到具有精確計算匝數(shù)比的商用變壓器，請選擇一個接近的變壓器并計算直流.MAX相應地在等式7中。然后，重新計算 R直流在公式6中基于新直流電.MAX.

在圖 1（a） 示例中，V輸出1= ?V輸出2= 12V 和 V在（分鐘）= 10V，因此為 D 選擇沃斯 750314781 （N = 2）最高時電= 0.43。

步驟 5：設計整流器（D1、D2、D3 和 D4）

整流橋兩端的峰值電壓由變壓器二次側(cè)電壓（V秒） 加上任何振鈴電壓尖峰。V秒使用公式 8 計算。然而，振鈴電壓尖峰很難預測，因為它取決于環(huán)路電阻、變壓器的漏感和整流器的結(jié)電容。作為一般規(guī)則，整流器額定電壓（V娛樂） 應至少為變壓器匝數(shù)比乘以最大輸入電壓的 1.5 倍。由于兩個次級繞組連接在整流橋上，因此需要2倍，從而產(chǎn)生整流器額定電壓的公式：

整流器的額定電流（I娛樂） 應大于負載電流。

當 V在（最大）= 15.5V， N = 2， V娛樂≥ 93V，I娛樂≥ 200mA：中央CMSH1-200HE（200V，1A）滿足這些要求。

圖3.LDO （U2） V在? V外差分和功率損耗與輸入電壓的關系

圖4.LDO （U2） V在? V外差分和功率損耗與負載的關系

第 6 步：選擇電感器（L1、L2）

最小電感值（L最低） 由內(nèi)部切換器的峰值電流限值 （I林），如等式9所示。

電感越高，調(diào)節(jié)效果越好，電壓紋波越低，但需要相應更大的體積部件。最佳電感值是通過考慮輸出噪聲和解決方案體積要求來確定的。

當 V在（最大）= 15.5V，直流最低= 0.28， TS = 1μs， N = 2， I林= 1A， I輸出1= I輸出2= 200mA， L最低= 38.3μH：線藝XFL3012-393MEC （39.3μH）在不增加不必要的尺寸的情況下滿足這些要求。

步驟 7：選擇低壓差線性穩(wěn)壓器（U2、U3）

LDO的最大電壓發(fā)生在空載下的最大輸入電壓下，當V秒等于 V在（最大）? N.LDO的額定電流應大于負載電流。

當 V在（最大）= 15.5V， N = 2，LDO 的額定電壓應分別為 31V 和 ?31V，分別由 LT3065 （45V， 500mA） 和 LT3090 （?36V， 400mA） 滿足。

步驟 8：添加緩沖器（CS 和 RS）

設計RC緩沖器的推薦方法（CS和 RS圖 1） 中）是測量 LT3999 的 SWA 和 SWB 引腳在其開關穩(wěn)壓器在沒有緩沖器的情況下關斷時的振鈴周期，然后添加電容 — 從 100pF 范圍內(nèi)的電容開始 — 直到振鈴周期延長 1.5 倍至 2 倍。

周期的變化決定了寄生電容的值（C?），其中寄生電感（L?） 可以從初始周期確定。同樣，可以使用數(shù)據(jù)手冊中的開關電容和變壓器漏感值來估計初始值。

一旦知道漏極節(jié)點電容和電感的值，就可以在緩沖電容上增加一個串聯(lián)電阻，以耗散功率并嚴格抑制振鈴。使用觀測周期（t時期和 t周期（已占用）） 和緩沖電容 （CS） 如下。有關詳細信息，請參閱 LT3748 的產(chǎn)品手冊。

結(jié)果

圖3、4和圖5中的測量結(jié)果表明，圖1所示推挽式轉(zhuǎn)換器中的占空比控制保持低V。在? V外LDO 兩端的差分，從而將功率損耗和溫升降至最低。圖3顯示，當每個LDO為200mA時，V差異，在 10V – 15V 的整個輸入電壓范圍內(nèi)保持在 2.5V 以下。圖4顯示，在整個負載電流范圍內(nèi)，功率損耗仍然很低。圖5和圖6顯示了熱結(jié)果。

為了進行比較，圖7顯示了禁用占空比控制并啟用占空比控制的設計的效率比較。當輸入電壓增加時，效率急劇下降。圖8顯示了禁用占空比控制并啟用占空比控制時正LDO兩端的差分電壓。圖9和圖10顯示了熱結(jié)果。很明顯，占空比控制降低了差分電壓，提高了效率和熱性能。

圖5.圖1中設計的熱圖像，V在= 10V

圖6.熱圖像，V在= 15V

用于固定輸入電壓的緊湊型變壓器驅(qū)動器

通常，基本非穩(wěn)壓變壓器驅(qū)動器轉(zhuǎn)換器的輸出電壓隨著負載電流的變化而顯著變化。為了產(chǎn)生穩(wěn)定的電壓，強烈建議在輸出端使用LDO。圖 6a 示出了使用 LT3999 的低元件數(shù)變壓器驅(qū)動器的原理圖。圖 6b 顯示了設計流程圖。

流程圖中的四個簡單步驟可用于設計一個1MHz、低器件數(shù)、5V輸入、5V輸出400mA輸出變壓器驅(qū)動器。

第 1 步：設置開關頻率 （RT)

LT3999 的開關頻率由單個 R 設定T根據(jù) LT3999 數(shù)據(jù)手冊中的表 （頻率范圍為 50kHz 至 1MHz） 選擇電阻器。

在設計示例中，對于高頻f西 南部= 1兆赫，RT= 12.1k。

步驟 2：選擇變壓器 （T1）

變壓器匝數(shù)比由以下因素決定：

其中 V西 南部是內(nèi)部開關穩(wěn)壓器的開關飽和電壓，VF是整流二極管的正向電壓。

圖7.禁用占空比控制并啟用占空比控制時設計的效率比較，I輸出1= I輸出2= 200mA

V線性分布器是從非穩(wěn)壓變壓器驅(qū)動器輸出到后穩(wěn)壓低噪聲輸出的壓降。V線性分布器是最高電流下的壓降，因此應將其最小化。0.8V提供足夠的壓降，以避免壓降，而不會使LDO變熱。一個好的經(jīng)驗法則假設是VSW = 0.4V，VF = 0.7V，V線性分布器= 0.8V。

變壓器的額定電流應比輸出電流大20%~50%，以留出一定的空間。

峰值磁化電流（IM（峰值））和反射到初級側(cè)的滿載電流（N?I外） 應小于內(nèi)部切換器的峰值電流限值 （I林).基于此，最小LM（L米（分鐘）） 是必需的。

圖8.LDO （U2） V在? V外差分與V在滿載時，禁用占空比控制并啟用占空比控制，I輸出1= I輸出2= 200mA

圖9.圖1、V電路中禁用占空比控制的設計熱圖像在= 10V

圖 10.圖1、V電路中禁用占空比控制的設計熱圖像在= 15V

我M（峰值）+ N ? I外

對于 V外= V在= 5V，線藝PA6383-AL（N = 1.5）非常適合。

第 3 步：整流器（D1、D2）

根據(jù)電壓和電流選擇整流二極管。由于其中心抽頭結(jié)構，二極管兩端的電壓是變壓器二次電壓的兩倍以上。整流器的額定電壓應大于2N?V在= 15V，可能減少20%。

圖 11.（a） 零件數(shù)量少，固定輸入電壓互感器驅(qū)動器。（b） 變壓器驅(qū)動器的設計流程圖

CMSH1-20M（20V，1A）滿足這些要求。

第 4 步：低壓差線性穩(wěn)壓器（U2，可選）

可選后置穩(wěn)壓 LDO 的最大輸入電壓 （VLDO_IN（最大）） 在空載時發(fā)生，等于 V在? N = 7.5V。LDO的額定電流應大于負載電流（在設計示例中為>400mA）。

LT1763 （20V， 500mA） 是用于 5V、400mA 輸出的良好 LDO。

結(jié)論

LT?3999 是一款單片式 DC/DC 變壓器驅(qū)動器，其具有占空比控制、高頻和高功率。它允許寬輸入電壓范圍和LDO的低損耗，同時由于其高頻操作而使用小型無源元件。它還具有高達 36V 的輸入電壓和高達 1A 的輸入電流。

審核編輯：郭婷