調(diào)諧MAX2009/MAX2010射頻預(yù)失真器以獲得最佳性能

像WCDMA這樣的線性調(diào)制方案允許更高的數(shù)據(jù)速率和每個載波的多個無線連接，但引入了高峰均比的載波信號。因此，放大器現(xiàn)在必須在很大程度上后退，以滿足相鄰?fù)ǖ佬孤┑南拗啤Ｓ捎赑A的后退越多，PA（功率放大器）的效率就越低，因此應(yīng)用線性化技術(shù)將最大效率與最小IM（互調(diào)）相結(jié)合。本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了在優(yōu)化IC性能的同時調(diào)諧MAX2009/MAX2010模擬預(yù)失真器的不同技術(shù)。

介紹

像WCDMA這樣的線性調(diào)制方案允許更高的數(shù)據(jù)速率和每個載波的多個無線連接，但它們也引入了載波信號的高峰均比。與恒定包絡(luò)調(diào)制方案不同，在恒定包絡(luò)調(diào)制方案中，PA（功率放大器）可以驅(qū)動到壓縮狀態(tài)，現(xiàn)在放大器必須在很大程度上后退，以滿足相鄰?fù)ǖ佬孤┑南拗?。由于PA越后退，PA效率就越低，因此采用線性化技術(shù)將最大效率與最小IM（互調(diào)）相結(jié)合。

眾所周知的線性化技術(shù)，例如前饋（FFW）和數(shù)字預(yù)失真（DPD），價格昂貴，需要相當(dāng)大的空間。因此，需要一種使用很少組件且易于處理的方法。

與FFW或DPD相比，MAX2009/MAX2010模擬RF預(yù)失真器只需極少的外部元件，易于調(diào)整，并提供相當(dāng)多的線性化。

MAX2009/MAX2010依靠RF頻率的AM-AM和AM-PM曲線校正來改善IM3和ACPR性能。在內(nèi)部，芯片測量信號功率，并根據(jù)電流信號的幅度扭曲相位和增益預(yù)失真。雖然AM-AM和AM-PM校正依賴于無存儲器電路，但AB類放大器仍然可以受益于Maxim器件產(chǎn)生的負(fù)失真，并顯著提高性能。

與所有線性化技術(shù)一樣，良好的信號削波算法可以降低PA之前信號的峰均比（不超過EMV限值），有助于模擬預(yù)失真。將MAX2009/MAX2010與適當(dāng)?shù)男盘栂鞑ńY(jié)合使用是一個很好的組合。

一般預(yù)失真理論

給定正弦RF輸入信號，RF頻率下的放大器壓縮失真通常如圖1所示。預(yù)失真器使輸入信號失真，以抵消放大器增加的失真。結(jié)果是凈線性傳遞函數(shù)。

圖1.幅度失真?zhèn)鬟f函數(shù)。

相位失真的工作方式大致相同。大多數(shù)放大器傾向于隨著幅度的增加而延遲輸入信號。這意味著輸出信號的相位隨著幅度的增加而減小。預(yù)失真的相位部分通過減少延遲作為幅度的函數(shù)來做相反的事情。最終結(jié)果是一個恒定延遲傳遞函數(shù)。

圖2.相位失真?zhèn)鬟f函數(shù)。

前面的數(shù)字顯示了瞬時V在/V外特性。對于RF放大器來說，即使不是不可能，也很難獲得這一點。在給定無存儲器系統(tǒng)的情況下，只需繪制AM-AM和AM-PM圖，就可以完全表征放大器的非線性行為。AM-AM和AM-PM圖的示例如圖3所示。輸入信號為單頻;X軸是輸入功率;AM-AM和AM-PM圖分別顯示了增益的大小和相位。請注意，相位壓縮在幅度壓縮發(fā)生之前開始。這對于選擇合適的模擬預(yù)失真方法非常重要。

圖3.上午-上午和上午-下午圖。

每個實際可實現(xiàn)的放大器都顯示出一定程度的非線性，這可以用泰勒展開表示的非線性傳遞函數(shù)來描述：

VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN2 + K3VIN3 + ... + KNVINN

偶數(shù)常數(shù)產(chǎn)生的諧波遠(yuǎn)離基波，因此微不足道。此外，產(chǎn)品的大小隨著階數(shù)的增加而減小。因此，在大多數(shù)情況下，僅使用三階和五階乘積就可以以足夠的精度描述實用的非線性放大器。根據(jù)所需的線性化量，在某些情況下，高階產(chǎn)品可能變得很重要。更高的 K3， K5...變得，放大器的非線性程度越高。這導(dǎo)致AM-AM和AM-PM曲線越來越偏離理想的直線。任何類型的放大器預(yù)失真的目標(biāo)都是盡可能改善系統(tǒng)的AM-AM和AM-PM行為，從而最大限度地減少不需要的互調(diào)產(chǎn)物。

如何準(zhǔn)備預(yù)失真的放大器

MAX2009/MAX2010的一般功能是擴展相位和增益，以補償放大器的相位和增益壓縮。這個過程對應(yīng)于線性映射，其中功率晶體管壓縮曲線的每個點都被賦予一個相位和增益校正值。實際上，放大器在一定程度上受到記憶效應(yīng)的影響。與每個半導(dǎo)體元件一樣，功率晶體管的特性隨溫度而變化。由于功率放大器的效率有限，大部分功率將轉(zhuǎn)化為熱量。這是在幾個不同的時間常數(shù)下發(fā)生的。加熱整個放大器可能需要幾分鐘;加熱晶體管封裝可能需要幾秒鐘，但加熱LDMOS通道的時間常數(shù)在微秒范圍內(nèi)。1因此，如果信號的包絡(luò)功率變化非常快，例如，與WCDMA一樣，有源通道的溫度將不會保持不變，而是隨著調(diào)制而變化。這會導(dǎo)致記憶效應(yīng)。簡單地說，放大器在壓縮曲線上下驅(qū)動時表現(xiàn)不同，因為從峰值向下驅(qū)動時，其通道溫度更高。對于CMDA信號，這可能會影響以下多個數(shù)據(jù)芯片，這意味著大量的EVM和互調(diào)產(chǎn)物。

管理記憶效應(yīng)

記憶效應(yīng)可以用不同的方式顯示（圖4）。最直接的方法是使用量身定制的CDMA代碼，使平均功率較低，并且兩個連續(xù)的高峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調(diào)輸出信號顯示不同的峰值幅度，則表明記憶效應(yīng)。

圖4.記憶效應(yīng)。

識別放大器存儲器效應(yīng)的更常用方法是測量輸出頻譜。IM 邊帶不相等表示放大器內(nèi)存效應(yīng)（圖 5）。

圖5.顯示記憶效應(yīng)的放大器輸出頻譜。

無存儲器模擬預(yù)失真器只能改善失真的非存儲器部分，因此必須對放大器進(jìn)行優(yōu)化，以實現(xiàn)最小的存儲器效應(yīng)。

存儲器效應(yīng)有多種來源，并非所有來源都受到電路設(shè)計人員的影響。設(shè)計人員無法最大程度地減少LDMOS通道的發(fā)熱，但適當(dāng)冷卻包括所有驅(qū)動器的有源器件是有幫助的。

其他記憶效應(yīng)來源可以通過適當(dāng)?shù)碾娐吩O(shè)計來減輕。在調(diào)制帶寬范圍內(nèi)的頻率下，必須很好地阻斷電源，以避免由于載波調(diào)制引起的電源電壓變化。

當(dāng)針對最大增益進(jìn)行優(yōu)化時，輸入偏置匹配通常針對高阻抗進(jìn)行優(yōu)化，但這會使非線性柵極電容產(chǎn)生最大的影響。如果匹配略有失諧，放大器增益可能會降低幾分之一dB。但是，這可以大大減少記憶效應(yīng)。經(jīng)驗2已經(jīng)表明，如果放大器在比信號帶寬寬更寬的頻率范圍內(nèi)針對平坦傳輸特性進(jìn)行優(yōu)化，則可以降低記憶效應(yīng)。使用市售PA測試板測試MAX2009時，可能很難改變電路板的偏置電路。在這種情況下，以不同于優(yōu)化頻率的頻率操作電路板會很有幫助?；蛘?，在放大器帶寬內(nèi)嘗試不同的頻率。如果IM邊帶在不同的頻率下看起來不同，則電路設(shè)計不當(dāng)會導(dǎo)致內(nèi)存效應(yīng)。如果在不同頻率下可能的IM改進(jìn)量不同，則匹配并不理想，并且還有很大的改進(jìn)空間。

最后，驅(qū)動進(jìn)入最終放大器級的驅(qū)動器級的輸出阻抗有其自身的影響。如果使用市售的驅(qū)動放大器EV（評估）板，如果在50Ω負(fù)載下測量，該板可能針對高增益和效率進(jìn)行了優(yōu)化。在所需頻率下，電路板的輸出阻抗可能與“實際”50Ω或多或少不同。因此，值得使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測量驅(qū)動器的輸出阻抗，然后嘗試通過添加并聯(lián)電容器或電感來最小化輸出電抗。在某些情況下，這增強了預(yù)失真器可實現(xiàn)的IM改善量。誠然，這是一種相當(dāng)經(jīng)驗的方法。然而，在大多數(shù)情況下，無法正確確定下一個最終放大器級的輸入阻抗，因為所需的輸入功率太高，無法在實際條件下執(zhí)行網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量。

AB類放大器的預(yù)失真

在當(dāng)前大多數(shù)采用非恒定包絡(luò)調(diào)制方案的應(yīng)用中，例如WCDMA，之所以使用AB類放大器，是因為它們將比A類高得多的效率與合理的線性度相結(jié)合。

圖6、圖7和圖8顯示了帶有LDMOS驅(qū)動放大器的AB類LDMOS PA的輸出頻譜示例。MAX2009的模擬預(yù)失真降低了ACPR和IM3。

圖6.輸出頻譜在 P外= 19W（摩托羅拉MW41C2230和MRF21085）。?

測量條件（測量設(shè)置如圖9所示）：
雙載波WCDMA信號，3.84Mcps （3GPP）
PB_IN* = 1.46V
PF_S1/2* = 4.1V
PD_CS1* = 5V
PD_CS2* = 0V

*參見MAX2009/MAX2010數(shù)據(jù)資料，了解不同控制方式的說明 電壓。

圖7.輸出頻譜在 P外= 38W（摩托羅拉MW41C2230和MRF5P21180）。

測量條件（測量設(shè)置如圖9所示）：
雙載波WCDMA信號，3.84Mcps（3GPP）
PB_IN = 1.52V
PF_S1/2 = 4.9V
PD_CS1 = 0V
PD_CS2 = 0V

圖8.P時單載波的輸出頻譜外= 19W（摩托羅拉 21085）。

測量條件（測量設(shè)置如圖9所示）：
單載波WCDMA信號，3.84Mcps （3GPP）
PB_IN = 1.6V
PF_S1/2 = 5.0V
PD_CS1 = 5V
PD_CS2 = 0V

圖9顯示了這些實驗中使用的典型測量設(shè)置。

圖9.典型測量設(shè)置， 注意ACPR值不包括MAX2009的失真，PB_IN設(shè)置為5V可將失真降至最低。

如何正確調(diào)整MAX2009/MAX2010

本文所述的MAX2009/MAX2010調(diào)整方法不是唯一可能的方法，但事實證明它非?？焖伲梢援a(chǎn)生最佳結(jié)果。

第 1 步：將預(yù)失真器插入您的陣容中。目標(biāo)是在相位部分的平均輸入功率在8dBm和12dBm之間，以獲得10dB峰均信號。僅連接階段部分。將PB_IN = 5V設(shè)置為有效關(guān)閉相位擴展。在預(yù)失真器之后調(diào)整增益/衰減，以從PA獲得正確的輸出功率。

第 2 步：測量進(jìn)入主 PA 的 ACPR。它應(yīng)該比您試圖通過預(yù)失真實現(xiàn)的目標(biāo) ACPR 至少好 3dB。

步驟3：對于標(biāo)稱斜率設(shè)置（PD_CS1 = 0V;PD_CS2 = 5V;PF_S1 = 5V），慢慢調(diào)低PB_IN。將頻譜分析儀設(shè)置為快速掃描和低平均（即平均 = 4）。降低PB_IN會增加預(yù)失真器產(chǎn)生的失真。調(diào)整PB_IN以獲得最佳性能。如果未看到性能改進(jìn)，則在性能開始下降的點保留PB_IN。

如果沒有性能降低或改善的PB_IN值，則預(yù)失真器的平均輸入功率太低。預(yù)失真器不能產(chǎn)生足夠高的失真水平。如果在PB_IN = 5V時ACPR下降，則預(yù)失真器的平均輸入功率過高。

第 4 步：微調(diào)PF_S1和PB_IN以獲得最佳性能。PF_S1變?nèi)?a target="_blank">二極管偏置，可以超過5V。調(diào)整控件以從上限和下邊帶獲得相同的 IM3/ACPR 性能。

如果使用PF_S1 > 5V獲得最佳性能，則將PD_CS2更改為0V。這應(yīng)該使最佳PF_S1電壓在5V范圍內(nèi)。

如果PF_S1 <0.5V獲得最佳性能，則PD_CS1更改為5V。這應(yīng)該使最佳PF_S1電壓大于0.5V。不希望具有低PF_S1電壓，因為RF信號可以打開變?nèi)荻O管。這會顯著降低性能。

第 5 步：調(diào)整 PA 的直流偏置電壓，以進(jìn)一步提高性能和效率。改變偏置電壓往往會改變下/上邊帶功率差以及相位差。這是獲得最佳性能的非常重要的步驟。

步驟6：重復(fù)步驟4和5，直到?jīng)]有進(jìn)一步的改進(jìn)。

相位部分表現(xiàn)出一些寄生增益擴展，這取決于輸入功率。這種寄生行為可能是有益的，并且可以提供一些額外的改進(jìn)。一旦為初始配置找到了最佳調(diào)諧，就值得嘗試不同的平均輸入功率，看看是否可以實現(xiàn)更好的改進(jìn)。但是，必須注意確保平均輸入功率的變化不會降低所有預(yù)驅(qū)動器產(chǎn)生的ACPR/IM3。

放大器的自發(fā)熱會改變性能。一旦放大器的溫度穩(wěn)定下來，一定要調(diào)諧放大器。

如果沒有獲得改善或只是為了檢查預(yù)失真的結(jié)果，則應(yīng)測量放大器的壓縮行為。使用網(wǎng)絡(luò)分析儀無法做到這一點，因為增益掃描的兩個連續(xù)測量點之間的時間太長。通過如此緩慢的測量，放大器有足夠的時間來適應(yīng)新的功率電平。實際上，由于調(diào)制的包絡(luò)，功率電平變化很快。為了表征放大器在實際工作條件下的失真，必須使用激勵信號來測量失真，這些激勵信號顯示峰均比和類似于所需調(diào)制方案的帶寬。一個名為AMPTUNE的軟件包，可從羅德與施瓦茨獲得，3允許在實際工作條件下對PA進(jìn)行壓縮測量。

圖10所示為使用MAX2009預(yù)失真器在預(yù)失真前后輸出功率電平為38W時180W LDMOS晶體管的AM-PM行為。在這種情況下，應(yīng)用是WCDMA，因此使用峰均比為10dB的5MHz寬噪聲信號作為激勵。

圖 10.使用 AMPTUNE 軟件進(jìn)行相位壓縮測量。3

請注意，軟件程序顯示壓縮曲線以及計算出的擴展，這對于線性化放大器是必要的。

其它使用MAX2009/MAX2010的示例

MAX2009/MAX2010根據(jù)信號幅度擴展相位和增益，以補償放大器的壓縮。這不一定必須在系統(tǒng)的末端頻率進(jìn)行，但也可以在IF級中完成。因此，這種方法將MAX2009/MAX2010應(yīng)用的范圍從器件的0.1GHz擴展到2.5GHz，用于衛(wèi)星通信等其他領(lǐng)域（圖11）。

圖 11.MAX2009/MAX2010在IF級的預(yù)置。