在本文中,我們將討論為什么分立式實(shí)現(xiàn)無(wú)法提供高精度的電阻電流檢測(cè)。
分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可用于提高電流檢測(cè)電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益,但由于外部元件的匹配有限,它們無(wú)法提供高精度。 嘗試使用高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡(jiǎn)單分立解決方案可能節(jié)省的成本。
電阻電流檢測(cè)的分立式實(shí)現(xiàn)
在一個(gè)
上一篇文章,我們討論了基于運(yùn)算放大器的同相配置可用于檢測(cè)和增益低側(cè)電流檢測(cè)電阻兩端的電壓。 同相配置具有單端輸入,并檢測(cè)其相對(duì)于地的輸入電壓。 這就是為什么我們不能在高端檢測(cè)配置中使用該放大器的原因。
另一方面,經(jīng)典差動(dòng)放大器具有差分輸入。 由于它檢測(cè)分流電阻器兩端的壓降,而不是節(jié)點(diǎn)相對(duì)于地的電壓,因此可用于低側(cè)和高側(cè)電流檢測(cè)應(yīng)用,如 圖1.
在本文中,我們將討論使用差動(dòng)放大器時(shí)可能影響精度的兩個(gè)重要誤差源。
圖1. 在(a)低端和(b)高邊電流檢測(cè)中使用差動(dòng)放大器。
共模抑制比:關(guān)鍵特性
共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個(gè)輸入共有的信號(hào)的能力。 放大器的傳遞函數(shù)可以表示為:
[v_{out}=A_{dm}v_okkozz2+A_{cm}v_{c}]
等式 1.
其中\(zhòng)\(A_{dm}\\)和\\(v_xitodah\\)分別是放大器的差模增益和放大器輸入端的差分信號(hào)。 類似地,\\(A_{cm}\\) 和 \\(v_{c}\\)
是施加到放大器的共模增益和共模信號(hào)。 根據(jù) 等式 1,放大器輸出端出現(xiàn)的電壓是輸入共模值的函數(shù)。 在
圖1(b),理想情況下,我們期望輸出是差分信號(hào)V的函數(shù)分流。 然而,實(shí)際上,輸出也是電源電壓V的函數(shù)。 供應(yīng)。
當(dāng)我們改變 V 時(shí)供應(yīng),放大器輸入端的共模信號(hào),因此放大器的輸出電壓發(fā)生變化。 即使我們保留 V 也會(huì)發(fā)生這種情況分流
不斷。 為了減少這種非理想效應(yīng),我們需要使共模增益厘米
遠(yuǎn)小于差模增益A分米。 共模抑制比(CMRR)定義為差分增益除以共模增益,它規(guī)定了放大器在放大差分信號(hào)時(shí)抑制共模信號(hào)的能力。
分立式實(shí)現(xiàn)具有低 CMRR
考慮 中所示的差動(dòng)放大器 圖2.
圖2.
對(duì)于理想的運(yùn)算放大器,差動(dòng)放大器的傳遞函數(shù)由下式給出:
[v_{out}=\\frac{R_{4}}{R_{1}}\\times\\frac{R_{1}+R_{2}}{R_{3}+R_{4}}\\timesv_{A}-\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\times v_{B}]
對(duì)于\\(\\frac{R_{2}}{R_{1}}=\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\),我們有:
[v_{out}=\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\left(v_{A}-v_{B}\\right)]
等式 2.
這個(gè)公式表明,任何共模電壓都將被放大器完全抑制,即\\(v_{A}=v_{B}\\),我們有\(zhòng)\(v_{out}=0\\)。 然而,在實(shí)踐中,差動(dòng)放大器的共模抑制將受到限制,因?yàn)楸戎礬\(\\frac{R_{2}}{R_{1}}\\)不完全等于\\(\\frac{R_{4}}{R_{3}}\\)。
可以顯示 差動(dòng)放大器的CMRR由下式給出:
[CMRR\\simeq \\frac{A_3xa3x8s+1}{4_{t}}]
等式 3.
Ad是差動(dòng)放大器的差分增益,等于 R2/R1; t是電阻容差。 例如,當(dāng)差分增益為1%和0.1%電阻時(shí),我們有:
以dB表示該值,我們得到的CMRR約為54 dB。 請(qǐng)注意, 等式3基于運(yùn)算放大器是理想且具有非常高的CMRR的假設(shè)得出的。 如果運(yùn)算放大器的CMRR不比公式3獲得的值大多少,則需要使用 更復(fù)雜的方程。
集成解決方案可導(dǎo)致高 CMRR
因此,即使使用理想的運(yùn)算放大器,差動(dòng)放大器的CMRR也相對(duì)較低,并受到增益設(shè)置電阻匹配的限制。 為了解決這個(gè)問(wèn)題,我們可以使用一系列匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),例如LT5400.LT?5400 是一款四通道電阻器網(wǎng)絡(luò),具有 0.005% 的出色匹配,可用于創(chuàng)建具有高 CMRR 的差動(dòng)放大器,如
圖3.使用匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),應(yīng)該可以實(shí)現(xiàn)約80 dB的CMRR。
圖3. 電阻陣列可用于創(chuàng)建具有非常高CMRR的差動(dòng)放大器。 圖片由 凌力爾特
分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可被視為低成本電流測(cè)量解決方案。 但是,如您所見,增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 嘗試使用單獨(dú)的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡(jiǎn)單差動(dòng)放大器可能節(jié)省的成本。
我們可以使用完全單片的解決方案,例如 AMP03ADI公司將激光調(diào)整電阻集成到精密運(yùn)算放大器封裝中,以實(shí)現(xiàn)電阻之間的高度匹配。 這種集成解決方案可以獲得大于100 dB的CMRR。
另一個(gè)誤差源:增益設(shè)置電阻的溫度漂移
增益設(shè)置電阻的溫度漂移是影響測(cè)量精度的另一個(gè)因素。 如上所述,增益設(shè)置電阻的容差決定了放大器在室溫下的初始精度。 但是,為了使電阻比恒定,電阻在工作溫度范圍內(nèi)應(yīng)表現(xiàn)出類似的行為。
為了更好地理解溫度漂移如何產(chǎn)生增益誤差,讓我們考慮一個(gè)例子。 假設(shè)電阻值在 等式2 R1=5 kΩ 和 R2=100kΩ。 此外,假設(shè)電阻的溫度系數(shù)為±50 ppm/°C,環(huán)境溫度可能比參考溫度(室溫)高100°C。
差分增益的最大值和最小值是多少 R2R1R2R1?
高于基準(zhǔn)溫度100 °C的溫升可使±50 ppm/°C電阻的值改變±0.5%。 因此,最大差分增益由下式給出:
最小增益由以下公式獲得:
請(qǐng)注意,電阻器可能會(huì)沿相反方向漂移。 在本例中,1%的增益誤差僅由漂移效應(yīng)引起,因?yàn)槲覀兗僭O(shè)電阻在室溫下具有其標(biāo)稱值。
有趣的是,對(duì)于匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),例如 LT5400 或完全單片式電流檢測(cè)解決方案,集成電阻器可以表現(xiàn)出近乎完美的初始誤差和溫度漂移匹配。
圖5.
圖5. 圖片由 維沙伊
在此圖中,橙色線表示單個(gè)±50ppm/°C電阻的值變化限值,當(dāng)溫度從參考溫度(20°C)向任一方向變化時(shí)。 紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個(gè)集成電阻的溫度行為。
雖然來(lái)自匹配電阻網(wǎng)絡(luò)的單個(gè)電阻可以表現(xiàn)出±50ppm/°C的溫度系數(shù),但四個(gè)集成電阻的溫度行為非常匹配。 電阻值隨著溫度的變化而相互跟蹤。 這些匹配電阻使我們能夠在工作溫度范圍內(nèi)保持放大器增益相對(duì)恒定。
結(jié)論
分立放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可用于提高電流檢測(cè)電阻兩端的電壓。 雖然這種分立式解決方案具有成本效益,但由于外部元件的匹配有限,它們無(wú)法提供高精度。
增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的CMRR。 為了實(shí)現(xiàn)高CMRR,電阻的初始誤差和溫度漂移需要近乎完美的匹配。 這就是為什么集成解決方案可以輕松擊敗CMRR方面的離散實(shí)現(xiàn)。 請(qǐng)注意,嘗試使用單獨(dú)的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡(jiǎn)單分立解決方案可能節(jié)省的成本。
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