使低頻段ISM發(fā)射器適應(yīng)高頻段工作

低頻段（300MHz至450MHz）ISM射頻發(fā)射器已經(jīng)服務(wù)于歐洲434MHz市場(chǎng)，以及美國(guó)260MHz至470MHz頻段中最重要的頻率。本應(yīng)用筆記解釋了如何利用現(xiàn)有的低頻段RF IC器件創(chuàng)建868MHz發(fā)送器，以服務(wù)于歐洲免許可的868MHz至870MHz頻段。

本文專門討論了一系列測(cè)試，并分析了設(shè)計(jì)用于300MHz至450MHz范圍的一個(gè)或多個(gè)ISM頻段RF發(fā)射器在868MHz下可以傳輸多少功率。

理論挑戰(zhàn)

大多數(shù)低頻段ISM發(fā)射器中的開(kāi)關(guān)功率放大器（PA）產(chǎn)生的二次諧波僅比基頻低3dB。如果可以犧牲一些效率和功率，是否有可能從設(shè)計(jì)用于434MHz工作的IC創(chuàng)建可維修的868MHz ASK發(fā)送器？由于相位噪聲密度剛好足以滿足歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)（ETSI）在歐洲434MHz免許可頻段的帶外發(fā)射標(biāo)準(zhǔn)，因此相位噪聲密度無(wú)法滿足868MHz頻段更嚴(yán)格的要求。然而，這并不意味著設(shè)計(jì)868MHz ASK發(fā)射器沒(méi)有價(jià)值。一些客戶將有非常低發(fā)射功率的應(yīng)用，或者也許可以對(duì)低頻段IC上的振蕩器進(jìn)行一些修改，而無(wú)需全新的設(shè)計(jì)？

開(kāi)關(guān)功率放大器的射頻頻譜

大多數(shù)ISM低頻段RF發(fā)射器中的開(kāi)關(guān)PA產(chǎn)生一系列周期性的0.25占空比脈沖，其中脈沖周期是載波頻率的周期。該脈沖序列的理論頻譜是一組均勻分布的線路，是載波頻率的倍數(shù)。每條線的幅度由sinc（sinx/x）曲線加權(quán)，該曲線包含載波頻率4倍倍的零。圖1顯示了434MHz載波頻率的頻譜前六條線。868MHz分量（二次諧波）的幅度僅比基波434MHz分量低3dB。實(shí)際上，開(kāi)關(guān)放大器驅(qū)動(dòng)調(diào)諧電路，其特性取決于基頻諧波的所需抑制。如果調(diào)諧電路具有相對(duì)寬帶的特性，則應(yīng)以低于基頻3dB的功率水平輻射868MHz分量。

圖1.434MHz時(shí)25%占空比RF脈沖序列的基波和諧波的理論功率貢獻(xiàn)。

通過(guò)去除MAX7044EVKIT的諧波濾波器并將偏置電感改為62nH驗(yàn)證了3dB的差異，該值與大約2pF至2.5pF的雜散電容諧振。這種L-C組合形成的諧振電路具有寬帶寬。因此，當(dāng)PA輸出直接連接到50Ω負(fù)載時(shí)，它不會(huì)顯著衰減868MHz諧波。圖2顯示了434MHz和868MHz組件的頻譜分析儀跡線。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB，諧振電路僅減少0.5dB。

圖2.MAX7044EVKIT ISM發(fā)送器的頻譜，諧振電路調(diào)諧至434MHz

下一步是修改匹配網(wǎng)絡(luò)組件，以增強(qiáng)868MHz二次諧波并衰減434MHz基頻。

針對(duì) 868MHz 操作修改天線匹配電路

用于 434MHz 操作的匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?/p>

MAX7044評(píng)估板經(jīng)過(guò)修改，工作頻率為868MHz，采用434MHz工作時(shí)已有的元件拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。300MHz至450MHz頻段的所有ISM射頻發(fā)送器評(píng)估板的匹配網(wǎng)絡(luò)具有相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖3所示。參考指示符與MAX7044評(píng)估板相同。

圖3.MAX7044評(píng)估板的匹配網(wǎng)絡(luò)和參考指示符

有幾種方法可以通過(guò)這種拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)與50Ω負(fù)載的匹配網(wǎng)絡(luò)。最直接的方法是將C2-L3-C6 pi網(wǎng)絡(luò)填充為50Ω低通濾波器，用于諧波抑制。接下來(lái)，使用C1-L1組合作為“L”窄帶阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，將50Ω轉(zhuǎn)換為更高的阻抗。除MAX7044和MAX7060 280MHz至450MHz可編程發(fā)送器外，所有Maxim ISM RF低頻段發(fā)送器在驅(qū)動(dòng)125Ω至250Ω阻抗時(shí)均具有最高的能效。MAX7044驅(qū)動(dòng)50Ω至60Ω負(fù)載時(shí)，在低頻帶（13dBm，2.7V電源）內(nèi)達(dá)到最高功率。通過(guò)增加提供給發(fā)射器PA輸出的阻抗，可以實(shí)現(xiàn)更低的功率電平和更低的電源電流。為了在低頻段正常工作，選擇電感和電容以在設(shè)計(jì)頻率下向PA提供所需的阻抗。對(duì)于MAX7044評(píng)估板，所選值與433.92MHz時(shí)的50Ω匹配良好。

以下實(shí)驗(yàn)的目的是改變433.92MHz評(píng)估板中的匹配元件（在868MHz時(shí)提供良好的匹配），并降低434MHz時(shí)的發(fā)射功率。

調(diào)諧至868MHz的PA輸出諧振電路

開(kāi)發(fā)868MHz匹配網(wǎng)絡(luò)的第一步是嘗試最簡(jiǎn)單的匹配，即PA輸出端的868MHz諧振電路連接到50Ω電阻。這種方法用于產(chǎn)生圖1中的基線頻譜。但是，在這種情況下，偏置電感的選擇是為了在868MHz（而不是434MHz）處諧振PA引腳的雜散電容。為了得出圖4所示的原理圖，MAX7044EVKIT中的PA偏置電感從62nH（434MHz諧振電路）改為16nH（868MHz諧振電路）。此外，從pi網(wǎng)絡(luò)中移除了并聯(lián)電容，并將串聯(lián)電感替換為0Ω分流器。最后，將pi網(wǎng)絡(luò)和偏置電感之間的串聯(lián)電容C1更改為47pF，實(shí)際上是868MHz的直流模塊。

圖4.簡(jiǎn)單的儲(chǔ)罐電路匹配網(wǎng)絡(luò)，用于MAX7044EVKIT，頻率為868MHz

下面列出了434MHz基頻和前四個(gè)諧波的功率測(cè)量。434MHz和868MHz組件的頻譜如圖5所示。頻率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， I = 16.83mA， I鎖 相 環(huán)= 2.06mA，IPA= I - I鎖 相 環(huán)= 14.77mA

P（434兆赫） = +9.0dBm

P（868兆赫） = +8.65dBm

P（1302兆赫） = +4.5dBm

P（1736兆赫） = -3.0dBm

總PA效率（所有四個(gè)頻率的功率/（VDD× IPA）） = 46.6%

868MHz PA 效率 = 18.4%

圖5.MAX7044評(píng)估板頻譜，諧振電路調(diào)諧至868MHz。

由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄（雜散電容保持不變，因此電感需要減小4倍），因此對(duì)434MHz基頻的抑制足以使基波和二次諧波中的功率幾乎相等。諧振電路的這種簡(jiǎn)單變化將868MHz分量與434MHz分量的功率比提高了約3dB。

868MHz 的高通匹配

下一步是將低通pi網(wǎng)絡(luò)更改為高通網(wǎng)絡(luò)，以進(jìn)一步衰減434MHz分量。16nH PA偏置電感和串聯(lián)電容（47nH）沒(méi)有改變。通常用作高諧波抑制的低通濾波器的pi網(wǎng)絡(luò)改為簡(jiǎn)單的高通L網(wǎng)絡(luò)，將天線連接器上的50Ω轉(zhuǎn)換為PA輸出引腳上的200Ω。為此步驟選擇了更簡(jiǎn)單的L網(wǎng)絡(luò)，而不是完整的pi網(wǎng)絡(luò)，以最大程度地減少額外組件更改的數(shù)量并確定此更改的有效性。由于使用L網(wǎng)絡(luò)的PA輸出端的負(fù)載為200Ω（而不是50Ω），因此Tx功率的電流消耗應(yīng)低于50Ω負(fù)載時(shí)的電流消耗。

圖6.高通L阻抗變換網(wǎng)絡(luò)。

下面列出了434MHz基頻和前四個(gè)諧波的功率測(cè)量。434MHz和868MHz組件的頻譜如圖7所示。頻率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， IDC = 18.1mA， I鎖 相 環(huán)= 2.06mA，IPA= IDC-I鎖 相 環(huán)= 16.04mA

P（434兆赫） = +2.5dBm

P（868兆赫） = +11.2dBm

P（1302兆赫） = +4.0dBm

P（1736兆赫） = -3.2dBm

總輻射效率（所有四個(gè)頻率）= 41.5%

868MHz 輻射效率 = 30.4%

圖7.MAX7044評(píng)估板的頻譜，具有868MHz諧振電路和高通L網(wǎng)絡(luò)。

高通L網(wǎng)絡(luò)匹配衰減了434MHz分量，并將所需868MHz分量的效率顯著提高到30.5%。這表明，通過(guò)對(duì)現(xiàn)有匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行一些簡(jiǎn)單的更改，可以產(chǎn)生發(fā)射功率超過(guò)10dBm的868MHz信號(hào)到50Ω天線。

簡(jiǎn)單匹配網(wǎng)絡(luò)更改摘要

MAX7044評(píng)估板的偏置電感被替換為更小的值，與IC和電路板電容組合在一起形成諧振電路，頻率為868MHz。這使得434MHz和868MHz分量的功率相等。用簡(jiǎn)單的高通L匹配網(wǎng)絡(luò)代替諧波濾波器，可將868MHz至434MHz分量再提高9dB，因此868MHz是主要的發(fā)射頻率。功率效率有小損失，但該電路仍以超過(guò)10dBm的速度傳輸868MHz信號(hào)。可以進(jìn)行更多的電路更改，以進(jìn)一步增強(qiáng)868MHz分量相對(duì)于基波434MHz頻率及其高次諧波。

對(duì)今后工作的建議

這些簡(jiǎn)單的變化證明，可以修改外部元件，以顯著擴(kuò)大發(fā)射器IC的二次諧波功率（與基頻相比），同時(shí)保持高傳輸信號(hào)電平。這是一個(gè)良好的開(kāi)端，但需要克服更多的障礙，以便傳輸符合歐洲868MHz和美國(guó)915MHz免許可頻段操作法規(guī)的信號(hào)。

868MHz 組件的進(jìn)一步增強(qiáng)

通過(guò)增加由偏置電感和PA接地電容形成的諧振電路的Q值，可以改善868MHz分量的增強(qiáng)。這可以通過(guò)在PA輸出引腳上增加一個(gè)接地并減小偏置電感來(lái)實(shí)現(xiàn)。在本研究中，偏置電感減小到16nH，以與電路板和IC中的雜散電容諧振。電感可以減小到5nH至10nH范圍，總并聯(lián)電容增加到約6pF，然后各個(gè)組件的空載Q值會(huì)顯著降低整體效率。

高通L匹配網(wǎng)絡(luò)的434MHz抑制可以通過(guò)簡(jiǎn)單地在圖6的C6位置添加一個(gè)并聯(lián)電感來(lái)形成高通pi網(wǎng)絡(luò)并調(diào)整電感值來(lái)改善。仔細(xì)選擇三個(gè)pi網(wǎng)絡(luò)組件應(yīng)將434MHz分量的總抑制提高到25dB或30dB。這仍然低于滿足ETSI要求所需的46dB抑制，即如果868MHz發(fā)射信號(hào)為+10dBm，則所有雜散發(fā)射均低于-36dBm。在本應(yīng)用筆記的末尾，還有更多改進(jìn)廢品性能的建議方法。

保持變送器效率

到目前為止所做的修改集中在增強(qiáng)868MHz組件和拒絕434MHz組件。這些變化將PA效率從434MHz傳輸?shù)慕?0%降低到868MHz傳輸?shù)募s30%。然而，進(jìn)一步嘗試抑制434MHz信號(hào)可能會(huì)進(jìn)一步降低效率。開(kāi)發(fā)434MHz傳輸匹配網(wǎng)絡(luò)的早期測(cè)量表明，當(dāng)434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)失諧時(shí)，直流電流消耗增加。鑒于典型濾波器通過(guò)在這些頻率下呈現(xiàn)較差的匹配來(lái)抑制頻率，令人驚訝的是，這些測(cè)試中的電流消耗沒(méi)有增加更多。如何進(jìn)一步增強(qiáng)434MHz的抑制性能，而不會(huì)導(dǎo)致直流電流進(jìn)一步增加，從而降低效率？

雙工器方法

雙工器通常用于雙通道接收器系統(tǒng)，將公共接收天線連接到兩個(gè)接收器，每個(gè)接收器調(diào)諧到不同的頻率。雙工器在兩個(gè)設(shè)計(jì)頻率上都與天線形成良好的匹配。如果接收天線被PA取代，則434MHz分量和868MHz分量現(xiàn)在有一條單獨(dú)的路徑。868MHz路徑連接到發(fā)射天線，434MHz路徑連接到電路板上的電阻負(fù)載。與簡(jiǎn)單的868MHz濾波器相比，這種配置具有雙重優(yōu)勢(shì)：434MHz分量匹配（從而保持低電流消耗），并且還被發(fā)送到不輻射的負(fù)載。如果868MHz端口上的天線正確匹配和調(diào)諧，輻射434MHz分量的抑制將非常強(qiáng)。為了進(jìn)一步降低434MHz時(shí)的電源電流，可以修改雙工器概念，使434MHz分量比868MHz分量具有更高的阻抗。

這種方法存在一個(gè)潛在的缺陷——它假設(shè)線性信號(hào)源的負(fù)載為50Ω。PA具有開(kāi)關(guān)放大器輸出，不適合任何線性型號(hào)。

重新審視開(kāi)關(guān)放大器模型

圖1中的頻譜基于PA的未濾波輸出，即434MHz時(shí)占空比為25%的方波。PA輸出在434MHz周期的25%期間短路。當(dāng)匹配網(wǎng)絡(luò)正確調(diào)諧時(shí)，短路發(fā)生在434MHz正弦波的最低點(diǎn)。這是為了使“泵入”諧振電路的電流發(fā)生在最小電壓（接近0V或地）下。PA的預(yù)測(cè)行為基于該開(kāi)關(guān)波形的電路模型，該波形連接到具有阻性負(fù)載的諧振電路。但是，需要修改模型以使諧振電路達(dá)到868MHz。這可能表明，868MHz電路抑制了434MHz分量，而電源電流沒(méi)有大幅增加。這可以解釋為什么當(dāng)匹配網(wǎng)絡(luò)從434MHz失諧時(shí)，電流消耗測(cè)量值增加更多。 （與868MHz匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)驗(yàn)中的測(cè)量結(jié)果相比，測(cè)量值增加了10%至20%。也許在 434MHz 的二次諧波處有一個(gè)本地電流最小值？

降低相位噪聲

ETSI要求所有雜散傳輸?shù)慕^對(duì)功率水平低于-36dBm，這不僅對(duì)諧波輻射施加了限制，而且對(duì)發(fā)射器的相位噪聲也施加了限制。在歐洲，434MHz免許可頻段在433.05MHz和434.79MHz之間。（該頻段的中心是433.92MHz，這解釋了為什么這個(gè)特定頻率被廣泛使用。在頻帶邊緣之外，沒(méi)有輻射可以高于-36dBm。在邊緣，MAX7044的最大貢獻(xiàn)因素是載波頻率的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度額定為-92dBc/Hz，其中“dBc”代表“低于載波的dB”。

根據(jù)ETSI要求，需要使用準(zhǔn)峰值檢波器在100kHz帶寬內(nèi)測(cè)量雜散功率，該檢波器在相位噪聲波形上產(chǎn)生與普通功率檢波器相同的功率測(cè)量值。在密度規(guī)格中，將100kHz測(cè)量帶寬和1Hz帶寬之間的對(duì)數(shù)比增加50dB，使100kHz帶寬內(nèi)的測(cè)量功率高達(dá)-42dBc。如果測(cè)得的功率限制在-36dBm，MAX7044在歐洲可以傳輸+6dBm （最大值）的434MHz。

在 868MHz 至 870MHz 頻率范圍內(nèi)，允許的最寬頻段為 868.0MHz 至 868.6MHz。發(fā)射器在此頻段之外輻射的平均功率不能超過(guò) -36dBm。頻帶外的功率是在100kHz帶寬內(nèi)測(cè)量的，因?yàn)樗?34MHz，但現(xiàn)在頻段是600kHz而不是1.74MHz。這個(gè)限制在868MHz時(shí)幾乎是434MHz的3倍。此外，434MHz的二次諧波（即868MHz）的相位噪聲密度隨頻率的平方而增加。這意味著它在868MHz時(shí)將比在434MHz處高6dB。MAX7044發(fā)射的434MHz載波的相位噪聲密度在300kHz時(shí)約為-89dBc/Hz，在868MHz時(shí)約為-83dBc/Hz。在 100kHz 帶寬中，300kHz 時(shí)的平均功率為 [-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc。這將MAX7044在868MHz時(shí)的發(fā)射功率限制在-3dBm以下。

MAX7044振蕩器相對(duì)較高的相位噪聲密度源于允許器件內(nèi)部VCO頻率調(diào)諧范圍為300MHz至450MHz的設(shè)計(jì)。這種相位噪聲密度在美國(guó)260MHz至470MHz的免許可頻段是可以接受的，因?yàn)檩d波頻率附近的雜散輻射要求并不像歐洲那樣嚴(yán)格。為了在歐洲868MHz頻段以接近+10dBm的功率電平進(jìn)行傳輸，MAX7044的VCO需要改為更窄帶、相位噪聲更低的架構(gòu)，如L-C振蕩器。

結(jié)論

通過(guò)對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)的簡(jiǎn)單更改，可以使434MHz開(kāi)關(guān)放大器發(fā)射器在868MHz處比在434MHz處輻射更多的功率。本文討論了MAX7044EVKIT采用868MHz諧振電路和高通L阻抗變換，在+11dBm時(shí)如何產(chǎn)生868MHz載波。在這種情況下，868MHz載波的功率比434MHz基頻高近9dB。868MHz時(shí)的PA效率為30%。

需要更多的434MHz抑制來(lái)滿足美國(guó)和歐洲的雜散輻射限制。然而，不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和建模方法可以改善434MHz分量的抑制。經(jīng)典雙工器的改編將868MHz分量路由到天線，將434MHz分量路由到虛擬負(fù)載。

開(kāi)關(guān)放大器模型中調(diào)諧電路的變化導(dǎo)致868MHz匹配網(wǎng)絡(luò)的選擇得到改進(jìn)?？梢孕薷腣CO以產(chǎn)生較低的相位噪聲密度，以滿足868MHz頻段的ETSI雜散輻射限值。

審核編輯：郭婷