如何構建24GHz FMCW雷達系統(tǒng)

本文介紹了 24 GHz ISM 頻段內(nèi)調(diào)頻連續(xù)波 （FMCW） 雷達的生成。這包括此類雷達系統(tǒng)所需的主要構建模塊，例如斜坡生成、發(fā)射和接收級、下變頻和采樣。

介紹

雷達類型范圍很廣，但從最基本的意義上講，它們是用于物體檢測的傳感器。各種類型的雷達在可以探測的物體以及可以從每個物體收集的信息量方面有不同的限制。沒有一種雷達系統(tǒng)能夠最適合所有應用。例如，一些復雜度較低的雷達，如連續(xù)波（CW）可能只探測單個物體的速度。這通常會導致一個相對簡單的實施和較低的硬件和軟件成本的系統(tǒng)。但是在其他情況下，了解對象的范圍甚至其大小至關重要，因此需要一個更復雜的系統(tǒng)。FMCW雷達可以探測多個物體的范圍和速度。FMCW 雷達在可用對象數(shù)據(jù)、復雜性和成本之間提供了很好的折衷方案。該技術在設計應用方面具有靈活性，因此這將是本文的重點。

ADI TinyRad雷達開發(fā)平臺（框圖如圖1所示）將作為本文的主要示例和討論點。TinyRad系統(tǒng)設計背后的推理及其實施將用于強調(diào)雷達系統(tǒng)設計過程中需要做出的一些考慮和妥協(xié)。

圖1.EV-TINYRAD24G 框圖。本文將詳細解釋這些塊。

你想檢測什么？

在決定工作頻率或要使用的特定雷達拓撲之前，首先推斷雷達應該能夠檢測到的物體的一些參數(shù)是有用的。

尺寸和材料

最大范圍

最大速度

與其他物體的接近程度

所需的有關目標的信息量。是需要對目標有清晰的了解還是只是曇花一現(xiàn)？

物體的雷達橫截面（RCS）是物體在雷達上顯示的特征的度量。一個人的RCS大約等于1平方米。

雷達的工作范圍可以通過公式1中給出的雷達方程來估計。除了目標的特性（RCS以σ表示）之外，決定雷達范圍的主要方面是波長（λ），天線增益（G德克薩斯和 G接收），以及發(fā)射端的功率（P德克薩斯） 和接收 （P德克薩斯） 階段。最大范圍是當接收信號功率處于基于接收最小可檢測信號 （MDS） 的系統(tǒng)可能的最低可能值時的情況。雷達方程可以擴展為包括各種其他影響和損失，例如大氣吸收，盡管這里只顯示了基本形式。

雷達的最大范圍還與脈沖長度有關，因此也與模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣頻率有關。這被稱為最大明確范圍，與發(fā)射脈沖反射所需的時間和推斷出有意義的雷達數(shù)據(jù)有關。

FMCW雷達可以檢測到的最大速度與波長和掃描時間有關，如公式2所示。

以280 μs的調(diào)制周期為例，最大目標速度約為44 km/h。

來自這些斜坡的基帶信號需要在處理之前進行采樣，因此ADC采樣速率和采樣數(shù)（N）也將影響實際的最大速度。雖然可以減少樣本數(shù)量以允許快速斜坡采樣，但這會降低速度分辨率。

ADC和采樣部分將討論基帶雷達信號采樣的進一步考慮因素。

頻率注意事項

更高的操作頻率確實有幾個好處。例如，較小的波長提供更好的距離檢測和對象分類數(shù)據(jù)，較短的波長也意味著天線方向圖將更小，這將導致整體系統(tǒng)尺寸更小。在某些情況下，天線可能內(nèi)置在IC中，但我們將看到更高的頻率并不總是更好。

對于FMCW雷達，掃描的帶寬（即此處作為帶寬給出的斜坡起始頻率到停止頻率）與距離分辨率直接相關。距離分辨率如公式4所示。距離分辨率是同一軸承中的兩個目標需要分開的最小距離，才能推斷為兩個單獨的目標。在選擇雷達的工作頻率時，所需的距離分辨率是最重要的考慮因素之一，因為如果不掃描更寬的頻率范圍，就不可能增加分辨率，由于頻段限制，這并不總是可行的。

25 GHz是ISM頻段，這意味著雷達可以作為商業(yè)產(chǎn)品銷售的市場限制最小。每個區(qū)域都有一些差異，但一般來說，24 GHz ISM頻段覆蓋24 GHz至24.25 GHz。 使用公式4，這相當于24 GHz頻段的距離分辨率約為60 cm。

77 GHz頻段具有相對較寬的帶寬分配，最高可達5 GHz。這提供了出色的范圍分辨率，但應注意一些主要限制。77 GHz頻段的主要缺點是它主要局限于汽車應用。存在某些區(qū)域相關的例外情況，例如工業(yè)油箱液位傳感，但在大多數(shù)情況下，77 GHz雷達將僅限于汽車市場。另一個缺點是，根據(jù)所需的斜坡速率，在這些頻率下掃描5 GHz的帶寬對于標準模擬鎖相環(huán)（PLL）和壓控振蕩器（VCO）拓撲來說，很難生成具有可接受的線性度的斜坡。結果是一個復雜（且昂貴）的雷達系統(tǒng)，僅從斜坡生成的角度來看。

在 77 GHz 頻段工作的其他顯著缺點是對仔細的 PCB 設計、制造和天線校準的需求增加。

與 77 GHz 頻段一樣，60 GHz 頻段也具有寬帶寬分配并具有許多優(yōu)勢，同時也是與 24 GHz 頻段類似的 ISM 頻段。話雖如此，由于氧氣的電磁吸收特性，通過空氣傳播的 60 GHz 信號將遭受顯著的衰減峰值。通常，60 GHz雷達的有效射程小于20 m。

角分辨率

雷達的角分辨率是接收天線孔徑（D）和元件數(shù)量的直接函數(shù)。要找到目標的位置，至少需要兩個接收通道。如果接收天線之間的距離已知，則反射信號到達一個通道與另一個通道相比時的延遲可用于對目標相對于雷達的位置進行三角測量。

大多數(shù)FMCW雷達只會在2D空間中顯示目標。也就是說，它們不會檢測到目標的高度。有一些先進的技術可以用來估計高度，例如通過單脈沖雷達。這要求傳輸?shù)男盘柧哂蓄~外的編碼，并且可以根據(jù)該編碼數(shù)據(jù)計算目標的高度。這需要復雜的斜坡輪廓系統(tǒng)和先進的后處理算法。因此，本文將重點介紹用于在 2D 域中繪制目標的標準 FMCW 雷達拓撲。

斜坡生成

如“您要檢測什么？部分，目標的速度將決定斜坡需要多快。

生成FMCW掃描的最直接方法是使用PLL和VCO作為頻率合成器。某些型號的 PLL 具有內(nèi)置的頻率掃描器。它們使用內(nèi)部定時器和時鐘在內(nèi)部自動遞增PLL N計數(shù)器。增加N計數(shù)器將增加輸出頻率，從而形成斜坡曲線?？梢远ㄖ拼_切的輪廓和時序以適應特定應用，例如，鋸齒波與三角波，或添加斜坡延遲周期。

生成FMCW掃描的另一種方法是使用外部波發(fā)生器將波形施加到PLL電荷泵和VCO之間的電壓調(diào)諧上。另一種選擇是在固定頻率設置中使用PLL，并使用數(shù)字直接頻率合成器（DDS）作為其參考輸入信號。DDS允許快速頻率切換，因此可以掃描基準電壓源以從PLL產(chǎn)生斜坡波形。

對于FMCW雷達應用，由于構成FMCW斜坡的快速跳頻，PLL鎖定時間非常重要。對于與單頻段VCO配對的PLL，鎖定時間的最大因素是環(huán)路濾波器的帶寬。環(huán)路帶寬越高，建立時間越短，但也會增加帶內(nèi)相位噪聲。如果環(huán)路帶寬太窄，則頻率斜坡可能不是線性的，尤其是在下坡時。還可能存在過度的下沖，從而導致光譜發(fā)射/順應性問題。對于快速掃描FMCW，PLL的環(huán)路濾波器帶寬是有限制的。經(jīng)驗法則是它不應超過 10/PFD 頻率。實際上，由于所需的電容尺寸很小，而且PCB級的寄生效應會破壞濾波器設計，因此很難實現(xiàn)2 MHz以上的環(huán)路濾波器帶寬。如果要使用有源環(huán)路濾波器，另一個經(jīng)驗法則是運算放大器的增益帶寬積（GBP）應至少比PFD頻率大10倍。

圖2.多個檢測到的雷達目標的模擬圖，以及斜坡帶寬和相位噪聲如何影響檢測和區(qū)分每個目標的能力。

ADI公司的免費軟件ADIsimPLL?可用于對包括斜坡發(fā)生器的ADI PLL進行頻域性能分析和時域斜坡分析。有關教程，請參見視頻“使用ADIsimPLL仿真ADF4158的頻率斜坡”。

ADF4159 PLL在功能上包括斜坡生成功能，并包含在ADIsimPLL軟件中，因此在本例中，它將作為斜坡發(fā)生器。其最大工作頻率為13 GHz，因此應使用具有2分頻輸出連接到PLL輸入的VCO來實現(xiàn)覆蓋24 GHz ISM頻段的斜坡。

發(fā)射（發(fā)射）級

為了通過為FMCW斜坡提供足夠的增益來有效地傳播發(fā)射的雷達信號并與天線接口，需要一個發(fā)射級。我們之前已經(jīng)注意到，雷達的范圍是傳輸信號強度的函數(shù)。

還需要VCO鎖定到上一節(jié)中討論的PLL。發(fā)射級可以分立構建，VCO的輸出被分割到PLL反饋和PA級。集成選項是ADF5901 MMIC發(fā)送IC。它具有一個24 GHz至24.25 GHz的VCO，內(nèi)置2分頻輸出，可與ADF4159 PLL配對。ADF5901的輸出端還包括一個功率放大器（PA），可提供高達8 dBm的輸出功率。這對于高達 100 m 左右的范圍（對于 RCS = 1 m ）就足夠了2).為了進一步擴展范圍，可以使用額外的外部PA級。

ADF5901具有兩個發(fā)射輸出通道。對于正常操作，僅使用其中之一。兩個發(fā)射通道可以交替用于高級多輸入多輸出 （MIMO） 操作（請參閱“其他功能”部分）。

接收到的雷達信號下變頻也需要LO信號。該LO頻率應與每時刻的發(fā)射信號頻率完全相同。有關下變頻的更多詳細信息，請參閱接收階段 （Rx） 和下變頻部分。

接收級 （Rx） 和下變頻

我們之前已經(jīng)注意到，要對目標的角度位置進行三角測量，需要多個接收通道。我們還看到，雷達系統(tǒng)可以放置目標的角度偏移精度（角度分辨率）與其擁有的接收通道數(shù)量直接相關。對于我們提出的雷達的接收級，我們將考慮ADF5904接收MMIC。ADF5904具有四個接收通道，角度分辨率相對較低。增加通道數(shù)量的一種方法是使用多個接收IC。這可以通過確保它們都接收相同的LO信號以實現(xiàn)精確的下變頻來實現(xiàn)。對于兩個ADF5904 IC，考慮到ADF5901 LO輸出功率和ADF5904的LO輸入靈敏度，威爾金森分壓器等無源分路器就足夠了。為了進一步增加具有兩個以上ADF5904 IC的接收通道，LO輸出端需要一些PA形式的增益（例如HMC863ALC4）。

雖然更多的接收通道將導致更高性能的雷達，但這確實會增加數(shù)據(jù)負載，反過來又需要更多的處理能力。由于成像雷達中有許多接收通道，實時處理可能需要具有復雜固件例程的昂貴FPGA解決方案，而限制通道數(shù)量意味著可以使用相對低成本的DSP來執(zhí)行處理和數(shù)據(jù)傳輸。因此，本例將使用一個具有四個接收通道的ADF5904，因為增加有效接收通道的另一種方法是利用MIMO操作，因為我們選擇雙通道發(fā)射配置。

來自目標的反射信號的信號功率是傳輸信號功率的一小部分;因此，LNA通常用于增益接收到的信號。低反射信號功率的另一個問題是，噪聲系數(shù)（NF）和接收級產(chǎn)生的輸出噪聲將決定最小可檢測信號（MDS），并可能限制系統(tǒng)的最大范圍。

NF較差時，根據(jù)所需的信噪比（SNR），可能無法檢測到目標。傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)通常以3 dB的SNR為目標。對于雷達系統(tǒng)，這不是完全必需的，典型的最小SNR將在10 dB至15 dB區(qū)域。擬議的信噪比將取決于具體應用。例如，如果減少錯過目標的可能性很重要，則需要較低的最小信噪比。相反，如果需要將錯誤目標的可能性降至最低，那么更高的最小SNR是更好的選擇。ADF5904的噪聲系數(shù)為10 dBm，對于1 MHz基帶帶寬和10 dB的SNR，MDS約為–94 dB。

對于FMCW雷達下變頻，必須將接收到的信號與發(fā)射信號進行比較，或者在這種情況下，將其復制為LO信號。LO饋入混頻器，接收信號下變頻。FMCW雷達中常見的混頻器拓撲是直接變頻，也稱為零差或零中頻混頻器。ADF5904集成了直接變頻混頻器?；煲羝鞯妮敵鍪欠?IQ 真實數(shù)據(jù)。相位和目標速度是通過一系列快速傅里葉變換（FFT）分析得出的。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器和采樣

在處理FMCW數(shù)據(jù)并推導出有用的目標信息之前，必須首先分別使用模擬前端（AFE）和ADC對下變頻基帶波形進行濾波和采樣。除了通道數(shù)、動態(tài)范圍、SNR、每個通道同時采樣的能力以及魯棒濾波選項等通常的ADC考慮因素之外，ADC的選擇將取決于雷達是否需要利用快速FMCW斜坡來幫助檢測許多快速移動的目標，或者慢速斜坡是否足以滿足用例。

我們選擇的ADF5904接收支持的解調(diào)帶寬高達10 MHz，因此迄今為止所提出的雷達系統(tǒng)可以支持低速或高速FMCW斜坡。

低速斜坡將具有500 kHz范圍內(nèi)的低基帶帶寬，而高速FMCW斜坡需要高速信號鏈來支持帶寬為10 MHz及以上的基帶信號。

ADAR7251設計用于直接與ADF5904接口，因此由于其低噪聲和動態(tài)范圍，它是慢FMCW斜坡的不錯選擇。

對于需要檢測快速移動目標的應用，AD8285是另一個可行的選擇。與ADAR7251相比，它支持高達12 MHz的更寬輸入帶寬，并允許更快的采樣速率，同時犧牲一些噪聲性能、增益、濾波選項和分辨率。

快速FMCW斜坡增加的數(shù)據(jù)負載也可能需要FPGA來處理增加的數(shù)據(jù)，而速度較慢的斜坡意味著可以使用更低的功耗和更便宜的DSP來執(zhí)行處理和數(shù)據(jù)傳輸。到目前為止，對于我們的示例雷達系統(tǒng)，我們一直致力于在性能與成本之間取得良好的平衡，我們將繼續(xù)選擇ADAR7251作為我們的ADC。

天線設計

天線設計是一個復雜的主題，超出了本文的范圍。為了精確的角度定位，接收元件之間的距離不應大于0.5λ。對于此設計，每個發(fā)射和接收通道將使用相同的中心饋電貼片天線。發(fā)射通道之間的間隔應大于0.5λ，以使MIMO操作成為可能。下一節(jié)將討論此技術，但必須校準和存儲每個天線之間的距離，以允許虛擬陣列運行。

其他功能

MIMO 在本文中被提及過幾次。這是一種可用于增加雷達接收通道的有效數(shù)量的技術，以提高角分辨率。

對于非MIMO操作，僅使用一個發(fā)射通道，當與四個接收通道配對時，角分辨率約為30°，天線布置如前所述。

在此雷達上下文的MIMO模式下，傳輸?shù)男盘柾ㄟ^一個發(fā)射通道（Tx1）發(fā)送，隨后的雷達線性調(diào)頻（或斜坡）發(fā)送到另一個發(fā)射通道（Tx2）。當發(fā)射信號從Tx2發(fā)送時，發(fā)射通道之間的分離會導致到達接收元件的角度偏移，而不是從Tx1發(fā)送。如果每個元件之間的間隔是已知的、存儲的和校準的，那么這個偏移可以用來創(chuàng)建額外的虛擬天線元件。這意味著在MIMO模式下，雷達實際上有七個接收元件。四個是真實的物理元素，四個是偏移的虛擬元素，因為它們出現(xiàn)在 Tx2 上，中心元素是真實和虛擬元素各一個的重疊。在本例中使用MIMO操作時，角分辨率提高到20°以下。

圖3.上圖顯示了物理天線位置和間隔，下圖顯示了在MIMO操作下這些位置和間隔的虛擬顯示方式。

結論

我們已經(jīng)介紹并討論了一些用于構建FMCW雷達的系統(tǒng)級模塊。工作頻率針對24 GHz，因為它是一個ISM頻段。使用低速FMCW斜坡來利用低速采樣信號鏈和較低的數(shù)據(jù)速率，以便于實時數(shù)據(jù)分析。事實證明，與完全分立的解決方案相比，ADI 24 GHz芯片組具有良好的集成度和高性能，可以簡化雷達設計。TinyRad平臺是一個預制的評估平臺，它集成了該芯片組，并包括立即開始評估雷達系統(tǒng)所需的軟件，而無需從頭開始開發(fā)所需的硬件。TinyRad性能和操作的詳細規(guī)格可以在產(chǎn)品頁面上的用戶指南中找到。

圖4.一個EV-TINYRAD24G信用卡大小的電路板，一個完整的FMCW雷達系統(tǒng)。上圖顯示了ADI公司24 GHz芯片組的頂部。下圖顯示了發(fā)射和接收中心饋電的貼片天線。

雖然TinyRad為許多應用提供了良好的性能，并且可能是初學者雷達設計師的最佳選擇，但對于一些高要求場景來說可能是不夠的，例如那些具有快速移動目標或超過200米范圍（取決于目標大小）的場景。已經(jīng)提出了TinyRad設計的潛在變體，可以針對更具體的用例定制設計。EV-RADAR-MMIC 是一款連接器評估板，缺乏 TinyRad 的大部分即插即用功能，但可以與外部 ADC、處理器以及發(fā)射和接收通道上的附加外部增益級連接，因此非常適合進一步定制。

審核編輯：郭婷