三種緊湊型解決方案，可實現高降壓比

在高降壓比下實現緊湊型設計有哪些方法？

本文將討論為什么非隔離式DC-DC降壓轉換器（在本文中簡稱為降壓轉換器）在高輸出電流下將高直流輸入電壓下變頻為極低輸出電壓方面面臨嚴峻挑戰(zhàn)。將介紹三種不同的方法，用于下變頻陡峭的電壓比，同時保持較小的外形尺寸。

介紹

系統(tǒng)設計人員可能面臨以下挑戰(zhàn)：在高輸出電流下將高直流輸入電壓下變頻至極低輸出電壓（例如，在60.3 A時，低至3 V至3.5 V），同時保持高效率、小尺寸和簡單設計。

將高輸入至輸出電壓差與高電流相結合，由于功耗過大，自動排除線性穩(wěn)壓器。因此，設計人員必須在這些條件下選擇開關拓撲。然而，即使采用這種拓撲結構，實現足夠緊湊的設計以滿足空間受限的應用仍然具有挑戰(zhàn)性。

DC-DC降壓轉換器面臨的挑戰(zhàn)

高降壓比的一個候選方案是降壓轉換器，因為當必須將輸入電壓降壓至較低的輸出電壓（如V）時，它是首選拓撲結構在= 12 V 至 V外= 3.3 V），具有大量電流，同時占用空間小。然而，在某些情況下，降壓轉換器在保持輸出電壓調節(jié)方面面臨嚴峻挑戰(zhàn)。為了理解這些挑戰(zhàn)，我們必須記住，在連續(xù)導通模式（CCM）下工作的降壓轉換器的簡化占空比（D）為：

現在，占空比還與開關頻率（fSW） 以下列方式，其中導通時間 （t上） 是控制 FET 在每個開關周期 （T） 內保持導通的持續(xù)時間：

結合等式 1 和等式 2 可顯示 t上受降壓比和 f 的影響西 南部:

公式3告訴我們，當輸入輸出電壓比（VIN/VOUT）和/或fSW增加時，導通時間會減少。這意味著降壓轉換器必須能夠以非常低的導通時間工作，以在高VIN/VOUT比下調節(jié)以CCM為單位的輸出電壓，而對于高fSW則更具挑戰(zhàn)性。

讓我們考慮一個VIN（最大值）= 60 V，VOUT = 3.3 V（IOUT（最大值）= 3.5 A的應用。如果需要，我們將使用LT8641數據手冊中的值，因為LT8641的解決方案將在后面的章節(jié)中提供。所需的最小導通時間（tON（MIN））對應于最高輸入電壓（VIN（MAX））。為了評估此tON（MIN），建議使公式3更準確。通過包括VSW（BOT）和VSW（TOP），降壓轉換器的兩個功率MOSFET的電壓降，并用VIN（MAX）代替VIN得到：

使用公式4和VIN（MAX），fSW = 1 MHz，我們得到61 ns的tON（MIN）。對于 VSW（BOT） 和 VSW（TOP），我們使用了 LT8641 數據手冊中為 RDS（ON）（BOT） 和 RDS（ON）（TOP） 提供的值，同時知道 VSW（BOT）= RDS（ON）（BOT） × IOUT（MAX） 和 VSW（TOP）= RDS（ON）（TOP） × IOUT（MAX）。

降壓轉換器很少能保證開（分鐘）上面獲得的 61 ns 的短值;因此，系統(tǒng)設計人員被迫尋找替代拓撲。對于高降壓比，有三種可能的解決方案。

適用于 V 的三種緊湊型解決方案在（最大）= 60 V， V外I 時為 3.3 V輸出（最大）= 3.5 A

解決方案 1：使用 LT3748 非光電反激式

第一種選擇包括使用隔離拓撲，其中變壓器由于其N：1匝數比而執(zhí)行大部分下變頻。就此而言，ADI公司提供反激式控制器（如LT3748），無需第三個變壓器繞組或光隔離器，使設計更簡單、更緊湊。圖 3748 顯示了適用于我們條件的 LT1 解決方案。

盡管與標準反激式設計相比，LT3748 解決方案簡化了設計并節(jié)省了空間，但仍需要一個變壓器。對于不需要輸入側和輸出側之間隔離的應用，最好避免使用此組件，與非隔離解決方案相比，這會增加復雜性并增加外形尺寸。

解決方案 2：使用 LTM8073 和 LTM4624 μModule 器件

作為替代方案，設計人員可以通過兩個步驟進行下變頻。為了減少10個元件數量，可以使用兩個μModule器件和2個外部元件，如圖8073所示。此外，兩個μModule器件已經集成了各自的功率電感器，使系統(tǒng)工程師不必承擔很少簡單的設計任務。LTM4624 和 LTM9 均采用 BGA 封裝，尺寸分別為 6 mm × 25.3 mm × 32.6 mm 和 25.6 mm × 25.5 mm × 01.<> mm （長 × W × H），提供了一種外形尺寸小的解決方案。

由于 LTM4624 在這些條件下表現出 89% 的效率，因此 LTM8073 最多為 LTM1 的輸入提供 1.4624 A 電流。鑒于LTM8073可提供高達3 A的輸出電流，因此可用于為其他電路軌供電。正是考慮到這個目的，我們選擇了12 V作為中間電壓（V國際） 在圖 2 中。

盡管避免使用變壓器，但一些設計人員可能不愿意實現需要兩個獨立降壓轉換器的解決方案，尤其是在不需要中間電壓為其他電源軌供電的情況下。

解決方案 3：使用 LT8641 降壓轉換器

因此，在許多情況下，最好使用單降壓轉換器，因為它提供了集系統(tǒng)效率、小尺寸和設計簡單性于一身的最佳解決方案。但是，我們不僅證明了降壓轉換器無法應對高V電壓嗎？在/V外結合高 f西 南部?

此聲明可能適用于大多數降壓轉換器，但不適用于所有降壓轉換器。ADI產品組合包括降壓轉換器，如LT8641，在整個工作溫度范圍內，LT35的最小導通時間非常短，典型值為50 ns（最大值為61 ns）。這些規(guī)格安全地低于先前計算的3 ns所需的最小導通時間，為我們提供了第三種可能的緊湊型解決方案。圖8641顯示了LT<>電路的簡單性。

還值得注意的是，LT8641解決方案可能是三者中效率最高的。實際上，如果必須進一步優(yōu)化效率與圖3相比，我們可以降低f西 南部并選擇更大的電感器尺寸。

雖然 f西 南部解決方案2也可以降低，功率電感器的集成不能提供將效率提高到一定點以上的靈活性。此外，使用兩個連續(xù)的下變頻級對效率的負面影響很小。

在解決方案1的情況下，由于在邊界模式下運行以及使用無光學反饋設計移除了所有組件，因此反激式設計的效率將非常高。然而，效率無法完全優(yōu)化，因為可供選擇的變壓器數量有限，而解決方案3則提供廣泛的電感器產品組合。

圖1.采用LT3748將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出的電路解決方案。

圖2.采用LTM8073和LTM4624的電路解決方案，可將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出。

圖3.采用LT8641將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出的電路解決方案。

檢查LT8641是否滿足要求的另一種方法

在大多數應用中，公式4中唯一可調的參數是開關頻率。因此，我們重新制定公式4以評估最大允許f西 南部適用于給定條件下的 LT8641。這樣，我們得到公式5，LT16數據手冊第8641頁也提供了公式<>。

讓我們在以下示例中使用此等式：V在= 48 V， V外= 3.3 V， I輸出（最大）= 1.5 安培，f西 南部= 2 兆赫。48 V的輸入電壓常見于汽車和工業(yè)應用。通過在公式5中插入這些條件，我們得到：

因此，在提供的應用條件下，LT8641 可在西 南部設置高達2.12 MHz，確認LT8641是該應用的理想選擇。

結論

提出了三種不同的方法，以實現高降壓比下的緊湊設計。LT3748 反激式解決方案不需要笨重的光隔離器，因此推薦用于需要在輸入側和輸出側之間隔離的設計。第二種方法涉及實施 LTM8073 和 LTM4624 μModule 器件，當設計人員對是否為應用選擇最佳電感器和/或必須提供額外的中間電源軌時，這種方法尤其重要。第三種方法是基于LT8641降壓轉換器的設計，當唯一要求是陡峭的電壓下變頻時，可提供最緊湊、最簡單的解決方案。

審核編輯：郭婷