當(dāng)今的許多高速運(yùn)算放大器都具有片內(nèi)輸入保護(hù)功能。在大多數(shù)情況下,這種保護(hù)對(duì)用戶(hù)是透明的,但在某些應(yīng)用中,它可能是電路的致命弱點(diǎn)。本文討論了輸入保護(hù)的必要性、其實(shí)現(xiàn)及其潛在缺點(diǎn)。它還介紹了利用具有輸入保護(hù)功能的放大器的替代方案和電路解決方案。
在高速放大器中可以找到各種形式的輸入保護(hù):共模過(guò)壓保護(hù)、靜電放電(ESD)保護(hù)和輸入差分對(duì)保護(hù)是一些常見(jiàn)的保護(hù)。共模過(guò)壓保護(hù)主要限制輸入電壓與放大器的安全工作范圍兼容。ESD二極管可保護(hù)放大器免受靜電、靜電感應(yīng)和其他ESD事件的影響。這些片內(nèi)二極管從運(yùn)算放大器輸入和輸出連接到電源軌。這保護(hù)了放大器,因?yàn)镋SD電流被路由到電源和旁路電容,而不是通過(guò)敏感的有源電路。
運(yùn)算放大器輸入端的突然電壓變化會(huì)使輸入差分對(duì)反向偏置,從而導(dǎo)致潛在缺陷、輸入偏置電流增加和失調(diào)電壓增加。通過(guò)限制基極-發(fā)射極結(jié)兩端的電壓來(lái)保護(hù)差分輸入級(jí)免受損壞。在一些高速硅工藝中,基極-發(fā)射極擊穿電壓(BV.DB。) 可以小至 2 到 3 伏。擊穿電壓與工藝速度成反比,因此工藝越快,擊穿電壓越低。為了可靠運(yùn)行,必須避免差分對(duì)發(fā)射極-基極結(jié)反向偏置。
當(dāng)配置為電壓跟隨器時(shí),放大器最容易受到輸入級(jí)損壞的影響。實(shí)(非理想)放大器輸出無(wú)法立即響應(yīng)輸入端的變化。輸出無(wú)法跟蹤輸入意味著差分對(duì)的基極-發(fā)射極結(jié)可能會(huì)受到潛在有害的反向偏置過(guò)壓條件的影響。圖 1 說(shuō)明了這一原理。放大器的輸入連接到輸出擺幅為 ±3V 的脈沖發(fā)生器。對(duì)于此討論,假設(shè)脈沖發(fā)生器的上升和下降時(shí)間遠(yuǎn)短于放大器的傳播延遲。當(dāng)發(fā)生器從–3 V轉(zhuǎn)換到+3 V時(shí),放大器輸入變化非常快,但輸出變化不大,Q5上會(huì)產(chǎn)生3.2 V反向偏置。具有額定BV的晶體管.DB。2 至 3 伏,顯然需要輸入保護(hù)。
圖1.運(yùn)算放大器輸入端的快速擺幅會(huì)導(dǎo)致Q2上潛在有害的反向偏置
這種保護(hù)可以像放大器輸入端兩端的一對(duì)背靠背二極管(D1和D2)一樣簡(jiǎn)單,如圖2所示。當(dāng)二極管D1和D2就位時(shí),Q1和Q2兩端的電壓擺幅被限制在約±0.8V,遠(yuǎn)低于基極-發(fā)射極擊穿電壓。隨著速度較慢的過(guò)程,擊穿電壓越高,因此可以串聯(lián)添加更多的二極管以增加閾值電壓。例如,如果一個(gè)過(guò)程的擊穿電壓為4 V,則可以使用三個(gè)串聯(lián)二極管,閾值約為2.1 V。對(duì)于非常慢的過(guò)程,反向擊穿電壓足夠高,可以消除輸入保護(hù)。為什么不只留下一組二極管并完成它呢?輸入保護(hù)的缺點(diǎn)之一是二極管限制了輸入兩端的電壓,因此會(huì)對(duì)壓擺率產(chǎn)生不利影響。在高速運(yùn)行時(shí),這不是一個(gè)理想的功能。
圖2.背靠背二極管通過(guò)限制電壓擺幅來(lái)保護(hù)Q2
在大多數(shù)情況下,輸入保護(hù)利大于弊。然而,在極少數(shù)情況下,輸入保護(hù)可能會(huì)導(dǎo)致不良影響。例如,考慮一個(gè)未通電但輸入端有信號(hào)的放大器。小于幾百毫伏的信號(hào)幅度不會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題,但大于約400 mV的信號(hào)幅度可能會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。輸入信號(hào)較大時(shí),輸入保護(hù)二極管(D1和D2)將變?yōu)檎蚱谩Mㄟ^(guò)反饋電阻建立從輸入到輸出到負(fù)載的信號(hào)路徑,如圖3所示。信號(hào)量取決于輸入信號(hào)的幅度和頻率。
圖3.無(wú)源運(yùn)算放大器中的輸入保護(hù)二極管將輸入信號(hào)耦合到輸出端
使用配置為+8021增益的AD1來(lái)說(shuō)明這一原理。如前所述,AD8021在放大器輸入端上包括兩個(gè)背靠背二極管。測(cè)試電路如圖4所示。在本測(cè)試中,將200 mVpp (–10 dBm)和2 Vpp(+10 dBm)信號(hào)施加到輸入端。信號(hào)從300 kHz掃描到100 MHz。 圖5顯示了關(guān)閉隔離結(jié)果。在 10 MHz 時(shí),200mV 信號(hào)的關(guān)斷隔離度約為 –50 dB。使用 2-Vpp 信號(hào)時(shí),保護(hù)二極管完全導(dǎo)通。大部分輸入信號(hào)饋送到輸出端,關(guān)斷隔離度僅為–29 dB。這將在需要高度關(guān)斷隔離的多路復(fù)用應(yīng)用中產(chǎn)生不利影響,例如雷達(dá)檢測(cè)。
圖4.關(guān)斷隔離測(cè)試電路
圖5.AD8021關(guān)斷隔離,輸入信號(hào)為+10 dBm和-10 dBm
要解決此問(wèn)題,首先嘗試通過(guò)選擇具有更高差分電壓額定值的放大器來(lái)避免它。不幸的是,放大器可能已被許多其他參數(shù)選擇(差分輸入保護(hù)不是其中之一)。放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)的絕對(duì)最大額定值部分通常顯示其最大差分輸入電壓。如果規(guī)格小于±Vs,則提供一些片內(nèi)輸入保護(hù)。電壓越低,電路在關(guān)斷隔離時(shí)性能下降的可能性就越大。表1顯示了所選放大器的差分輸入電壓額定值。
表I. 所選高速運(yùn)算放大器的最大差分電壓額定值
部件號(hào) | 最大差分電壓 (V) |
AD8021 | ±0.8 |
AD8007 | ±1 |
ADA4899, AD8010, AD8036, AD8037 |
±1.2 |
AD8027, AD8029, AD8099 |
±1.8 |
AD8055, AD8014, AD8051 |
±2.5 |
AD8023, AD8024 |
±3 |
AD8031, AD8041 |
±3.4 |
AD8005 |
±3.5 |
AD8057, AD8038, AD8000 |
±4 |
AD826 | ±6 |
AD845, AD8061, AD8003, AD8045, ADA4860 |
±V |
在高速放大器AD8038上重復(fù)關(guān)斷隔離測(cè)試,其差分電壓額定值為±4 V,是AD8021的五倍。較大的輸入電壓額定值意味著輸入保護(hù)二極管正向偏置需要更大的信號(hào)。圖6顯示,AD8038在57 MHz時(shí)提供–10 dB的關(guān)斷隔離,放大器輸入端具有2 Vpp信號(hào),與AD28相比,關(guān)斷隔離度提高了8021 dB。
圖6.AD8021和AD8038關(guān)斷隔離,輸入信號(hào)為+10 dBm
如果指定的放大器具有較低的差分輸入電壓額定值,則在不同的配置中使用它會(huì)有所幫助。電壓跟隨器具有最高的饋通量。更好的選擇是在具有增益的同相配置中使用放大器。反饋電阻與負(fù)載形成分壓器,在輸出端提供饋通信號(hào)的衰減。反饋電阻越高,衰減水平越高。但是,不要過(guò)多地增加反饋電阻,因?yàn)檫@會(huì)增加噪聲和失調(diào)電壓,并且在某些情況下還會(huì)降低穩(wěn)定性。圖7比較了AD8021的關(guān)斷隔離,AD1配置為+2和+2增益,輸入端施加2 Vpp。如圖所示,與電壓跟隨器配置相比,增益為6的配置在關(guān)斷隔離方面提高了<> dB。
圖7.AD8021關(guān)斷隔離,增益為+1和+2
一種更具戲劇性的方法是在放大器輸出端使用串聯(lián)模擬開(kāi)關(guān),例如ADG701。ADG701將放大器輸出與負(fù)載完全斷開(kāi),確保在55 MHz時(shí)關(guān)斷隔離約–10 dB,與AD8021提供200 mVpp輸入信號(hào)的關(guān)斷隔離相當(dāng)。當(dāng)設(shè)計(jì)要求放大器具有關(guān)鍵交流參數(shù),但沒(méi)有足夠的差分輸入電壓額定值時(shí),添加開(kāi)關(guān)是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。
具有片內(nèi)輸入保護(hù)功能的放大器可在大多數(shù)應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)無(wú)故障運(yùn)行。然而,在極少數(shù)情況下,輸入保護(hù)實(shí)際上可能會(huì)引入問(wèn)題。如果發(fā)生這種情況,請(qǐng)首先檢查最大差分輸入電壓規(guī)格。如果較低,請(qǐng)考慮使用額定值較高的放大器,改變電路拓?fù)浠蛱砑哟?lián)開(kāi)關(guān)。所有這些選項(xiàng)都將減少饋通量并改善關(guān)閉隔離。
審核編輯:郭婷
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