新型CCII電流輸送機(jī)

第二代電流輸送機(jī)運(yùn)算放大器 （CCII） 提供比電壓反饋運(yùn)算放大器更高的帶寬，可用于射頻混頻器、高頻精密整流器和電阻抗斷層掃描等醫(yī)療應(yīng)用。傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器由于其增益帶寬積有限，因此不能用于高頻應(yīng)用。

介紹

自 Smith 和 Sedra 于 1968 年最初提出原始設(shè)計(jì)或 CCI（可被視為理想晶體管）以來，電流輸送機(jī)就已經(jīng)存在1,1970 年，CCI 被更通用的第二代設(shè)備 CCII3 所取代。目前的輸送機(jī)設(shè)計(jì)主要是BJT，因?yàn)榕cCMOS同類產(chǎn)品相比，它們的跨導(dǎo)值很高。它們用作電流反饋型運(yùn)算放大器，如MAX4223低功耗放大器，其具有電流反饋功能，而不是標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)算放大器使用的傳統(tǒng)電壓反饋。這意味著電流反饋運(yùn)算放大器不受標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)算放大器的傳統(tǒng)增益帶寬的限制，可以提供比電壓反饋放大器高得多的帶寬解決方案。

電流輸送機(jī)用于無法使用傳統(tǒng)運(yùn)算放大器的高頻應(yīng)用，因?yàn)閭鹘y(tǒng)設(shè)計(jì)受到其增益帶寬積的限制。從理論上講，電流輸送機(jī)僅受 f 的限制t其設(shè)計(jì)中使用的晶體管。目前使用電流輸送機(jī)的一些應(yīng)用包括射頻混頻器、高頻精密整流器和電阻抗斷層掃描 （EIT） 等醫(yī)療應(yīng)用。

雙極輸送機(jī)

下圖1中的圖表顯示了使用雙極器件實(shí)現(xiàn)的電流輸送機(jī)。

圖1.雙極CCII。

從圖 1 可以看出，CCII 傳送帶可以建模為理想的晶體管：

Y 是基極/柵極 X 是發(fā)射極/源
極 Z 是集電極/漏極

這種類型的電路與BJT的電路配合使用效果很好，因?yàn)锽JT的跨導(dǎo)和早期電壓遠(yuǎn)大于CMOS器件。因此，當(dāng)前的輸送機(jī)可以很好地用作源從動(dòng)件。增益 X/Y 接近 1;Z具有天然的高輸出阻抗，CMOS無法模仿。

CMOS源跟隨者

如前所述，CMOS跟隨器的主要問題是低gm和較差的早期電壓（1/λ）。這相當(dāng)于增益較差，因?yàn)殡妷焊S器的增益在很大程度上依賴于這兩個(gè)較大的參數(shù)。這可以在下面的等式中觀察到：

其中 gL是負(fù)載電導(dǎo)，gDS是漏極源電導(dǎo)率和gm是CMOS器件的跨導(dǎo)。

臺(tái)積電0.18μm和負(fù)載為1kΩ的典型模擬增益為0.7。與理想增益1相比，這意味著輸出增益損失30%。

電流輸送機(jī)源隨動(dòng)器

可以使用無緩沖放大器（圖2a）來模擬增益為1的源跟隨器。然后可以將此修改添加到圖 <> 中的基本設(shè)計(jì)中，以制作 CCII 電流輸送機(jī)。

圖 2a.一個(gè)簡單的來源追隨者。

圖2a可以實(shí)現(xiàn)如下圖2b所示。

圖 2b.CCII 無緩沖源跟隨器和實(shí)現(xiàn)。

從圖2b可以看出，輸出X被反饋到其中一個(gè)長尾輸入（X'）。長尾對的另一個(gè)輸入是Y，因?yàn)檩斎隮改變了通過M1的電流。M2與M3不同，M4是電流鏡。

M2 和 M4 之間存在電流差異。這種不平衡可以通過從柵極/源極電容C或向柵極/源極電容C拉電流來解決GS設(shè)備 M5。在輸出X'與Y匹配之前，帶寬限制定義為該晶體管可以放電和充電的速率。因此，帶寬限制可以定義為：

使用無緩沖放大器的電流輸送機(jī) （CCII+）

從圖2可以看出，可以實(shí)現(xiàn)電流輸送機(jī)（CCII+）的第一部分。要構(gòu)建電流輸送機(jī)（CCII+）的其余部分，只需鏡像來自輸出X'的電流。要給出 Z 的輸出，請參見圖 3 中的示例。

圖3.電流輸送機(jī) （CCII+） 使用無緩沖放大器。

來自 M5/M6 的電流簡單地由 M7/M8 鏡像，給出 CCII+ 的輸出 Z（-）。

如有必要，可以通過在M7/M8中添加級(jí)聯(lián)代碼來提高Z的輸出阻抗。必須意識(shí)到，要成功模擬電流，X的輸出阻抗必須與Z的輸出阻抗相匹配，即M5 / M6上必須使用與M7 / M8相同的晶體管類型和確認(rèn)。

CCII的增益很簡單：

從 CCII+ 轉(zhuǎn)換為 CCII-

取偏置點(diǎn)Yb'（圖3），只需添加額外的連接，如圖4所示。

圖4.配置為 CCII- 的當(dāng)前輸送機(jī)。

從圖4中可以看出，如果所有晶體管尺寸都相同，并且取Yb'（圖3中的偏置點(diǎn)），則從M2和M10產(chǎn)生電流11i。這被M9鏡像，以提供2i到M13的電流。M12提供i的電流，并通過Z（+）提供-i的電流，從而提供真正的CCII-輸出。這種方法存在一個(gè)問題：Z（+） 現(xiàn)在有一個(gè) -i DC 項(xiàng)而不是 +i 項(xiàng)。因此，需要在Z（+）的輸出中添加一個(gè)2i DC項(xiàng)以補(bǔ)償-i。下面的圖 5 顯示了添加項(xiàng)。

圖5.增加直流偏置的CCII-輸出。

從圖5中，晶體管M14和M15提供適當(dāng)?shù)碾娏鱽硌a(bǔ)償M13消耗的直流電流。（請注意，M14 和 M15 必須與 M12 匹配）。使通過R3的電流等于i（DC） - i'。請記住，R3 和 R2 必須匹配;它們的值的任何不匹配都意味著它們的輸出直流值會(huì)有所不同。

VBIAS電路

為了產(chǎn)生必要且適當(dāng)?shù)碾妷篤DCBIAS，以維持M14和M15中的直流電流，VDCBIAS（圖5）必須具有與節(jié)點(diǎn)Yb'相同的直流值（圖4和5）。為此，只需模擬前端級(jí)，并將輸入信號(hào)的直流值作為該級(jí)（VINDC）的輸入偏置電壓，如下圖6所示。

圖6.用于直流補(bǔ)償電路的VBIAS電路（圖5）。

這種設(shè)計(jì)的唯一問題是需要另一個(gè)電阻（R4），R4必須再次匹配R2和R3。

仿真結(jié)果

使用圖3所示的CCII+并使用臺(tái)積電0.18μm工藝，R1 = 1kΩ和R2 = 1kΩ，增益為1。該器件的3dB帶寬為2.5GHz，增益為0.972，電源抑制比（PSRR）為41dB。

通過使用級(jí)聯(lián)器件代替M5/M6和M7/M8，這些結(jié)果得到了改善，后者提供了900MHz的帶寬和0.993的改進(jìn)增益。PSRR也提高了51dB。

審核編輯：郭婷