運放的輸入偏置電流Ib對放大精度的影響

在電子電路設(shè)計過程中，不可避免的會使用運算放大器來做信號放大、波形變換、濾波處理等，但在運放選型的時候，很多工程師往往只關(guān)注運放的工作電源、溫度范圍、封裝、價格等，不認(rèn)真研究Datasheet，特別容易忽視運放的一些重要指標(biāo)參數(shù)，比如：輸入偏置電流、輸入失調(diào)電壓、輸入失調(diào)電流、最大共模輸入電壓、共模抑制比、輸入噪聲電壓等等。其實這些參數(shù)對運放精度會有相當(dāng)大的影響，如果不搞懂這些參數(shù)含義會讓你在設(shè)計運放電路時走很多彎路。今天我想講解一下“輸入偏置電流Ib”的來源，分析其對運放電路精度的影響，以及如何設(shè)計周邊電阻參數(shù)。

一、什么是運放的“輸入偏置電流Ib”

“輸入偏置電流”這個概念是針對運放的輸入級提出來的，目前運放輸入級都是差分輸入，要么是三級管BJT，要么是場效應(yīng)管FET(細(xì)分為MOS和JFET)，如圖1所示。

圖1 三極管差分對和場效應(yīng)管差分對輸入級運放

先說說三極管(BJT)差分對：運放的兩個輸入端是三極管差分對管的基極，而三極管屬于電流控制電流器件，先對電流進(jìn)行放大(IC=β*IB)，再通過阻性負(fù)載或有源負(fù)載實現(xiàn)電壓放大，因此差分對三極管要工作在線性放大區(qū)，就需要對輸入三極管基極提供基極電流，但是目前所有運放基本上都是設(shè)計成基極開路的模式(因為芯片上空間有限，不可能集成提供偏置電流的電流源)，如圖2所示為運放LM358芯片內(nèi)部電路原理圖，顯然兩個輸入端三極管基極是沒有任何偏置電路的，因此就需要由外部信號源或者外部偏置電路來對其提供基極電流。

圖2 運放LM358芯片內(nèi)部電路原理圖

在圖1三極管差分對輸入級中，Ib1和Ib2分別是兩個輸入三極管基極電流，“輸入偏置電流Ib”就定義為這兩個電流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，一般來說，三極管差分對運放輸入偏置電流Ib在nA～uA數(shù)量級。

再說說場效應(yīng)管(FET)差分對：運放的兩個輸入端是場效應(yīng)差分對管的柵極，而場效應(yīng)管屬于電壓控制電流器件，由于柵極與源極、柵極與漏極之間均有一層很薄的二氧化硅絕緣層，導(dǎo)致場效應(yīng)管輸入電阻非常大(MOS為10的9次方Ω以上，JFET為10的7次方Ω以上)，因此它的柵極電流是很小很小的，一般會在fA級，完全可忽略。但不幸的是，它的每個輸入端都有一對ESD保護(hù)二極管，如圖1右邊所示，這兩個二極管都是有反向漏電流的，且這個漏電流一般會比場效應(yīng)管的柵極電流大很多，這就形成了場效應(yīng)管差分對輸入運放偏置電流的主要來源，Ib=(Ib1+Ib2)/2依然成立，一般來說，場效應(yīng)管差分對運放輸入偏置電流Ib在pA數(shù)量級。

二、運放的“輸入偏置電流Ib”對放大精度的影響

根據(jù)上一節(jié)所述：“輸入偏置電流Ib”是指運放兩個輸入端靜態(tài)電流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，在三極管差分對輸入級的運放中，“輸入偏置電流Ib”是必要且必須的，它保證放大器工作在線性放大區(qū)，為放大器提供直流工作點，而在場效應(yīng)管差分對輸入級的運放中，“輸入偏置電流Ib”是毫無用處的。那我們應(yīng)該怎么選擇運放及其周邊電阻值呢?

(1)首先盡量選擇“輸入偏置電流Ib”小的運放，在價格能夠承受的情況下越小越好。為什么這么說呢，因為“輸入偏置電流Ib”還有一個親兄弟叫“輸入失調(diào)電流Ios”，“輸入失調(diào)電流Ios”是指當(dāng)輸入電壓為零時流入運放兩輸入端的靜態(tài)輸入電流之差，即Ios=|Ib1-Ib2|，再經(jīng)過運放的輸入電阻，“輸入失調(diào)電流Ios”就會轉(zhuǎn)換為“輸入失調(diào)電壓Vos”，最后經(jīng)過運放增益的作用就會變成噪聲電壓輸出?？蓜e小瞧了這個失調(diào)電壓Vos，圖3是一個增益為11的同向運算放大器，如果選擇運放芯片LM358(根據(jù)圖4芯片規(guī)格書其Vos=3mV，最大可達(dá)到7mV)，那么經(jīng)過放大后在運放輸出端的噪聲電壓就會達(dá)到33mV，最大可能達(dá)到77mV，這個噪聲電壓對于小信號放大應(yīng)用，比如說市場上常用來采樣電流的75mV分流器來說是不可接受的，因為它已經(jīng)淹沒了有效輸入信號。

圖3 輸入失調(diào)電壓Vio對運算放大器的影響

圖4 運放LM358規(guī)格書中標(biāo)識的輸入失調(diào)電壓值Vos、失調(diào)電流值Ios及輸入偏置電流Ib

所以，當(dāng)運放“輸入偏置電流Ib”值較大時，“輸入失調(diào)電流Ios”值也會水漲船高，因為它們是一個數(shù)量級別(如圖4運放LM358輸入偏置電流Ib和輸入失調(diào)電流Ios都是nA級別的)，何況對于場效應(yīng)管差分對輸入運放來說，這個“輸入偏置電流Ib”是不應(yīng)該存在的，是有害信號。圖5所示是場效應(yīng)管差分對輸入型運放MAX4238規(guī)格書中“輸入失調(diào)電流Ios”和“輸入偏置電流Ib”值，屬于pA級別的，非常小，因此其“輸入失調(diào)電壓Vos”值也很小，只有0.1～2uV，那么如果還是使用圖3放大電路來計算其輸出噪聲電壓就只有1.1uV～22uV，基本上可以忽略，其實MAX4238就是一款超低失調(diào)、超低溫漂、超高精度的運算放大器。

圖5 運放MAX4238規(guī)格書中輸入失調(diào)電流Ios、輸入偏置電流Ib及輸入失調(diào)電壓Vos值

(2)其次選擇運放周邊電阻值要求與“輸入偏置電流Ib”拉開距離

我們知道，運放增益(放大倍數(shù))只與選擇的外圍電阻有關(guān)，與運放本身無關(guān)，那是建立在“理想運放”的基礎(chǔ)之上的，“理想運放”滿足“虛短”和“虛斷”概念，如圖6所示反向運算放大器電路，這才有了反向運算放大器增益Av=-R2/R1;

圖6 反向運算放大器電路

請注意，反向運算放大器增益Av=-R2/R1是建立在理想運放虛短Vn=Vp及虛斷ii=0基礎(chǔ)之上的，這個“ii”就是運放輸入級的偏置電流，這樣根據(jù)基爾霍夫電流定律i1=i2，即(Vi-Vn)/R1=(Vn-V0)/R2就能得到反向運放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式。

虛斷ii=0的前提是：i1和i2要遠(yuǎn)大于ii，至少要大三個數(shù)量級(1000倍)，這樣才能忽略輸入偏置電流ii的影響，上述的計算公式才能成立，下面舉例說一下。

假設(shè)我們選擇運放芯片LM358來設(shè)計圖6所示的反向放大器，根據(jù)LM358的規(guī)格書可知其輸入偏置電流Ib為20nA(如圖4所示)，那這個時候i1和i2的取值至少要保證在20nA的1000倍，即20mA。因為運放LM358的輸入偏置電流是由輸入信號源來提供的，假如LM358采用單電源5V供電，那么就要保證待處理的輸入信號源最小值能讓i1和i2至少達(dá)到20mA數(shù)量級，不然的話反向運放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式就不能夠成立，按照這里來計算和處理就會產(chǎn)生較大誤差。因此我們選擇電阻R1和R2時，不能夠選的太大，但是也不能選的太小，你選小了，電阻上功耗就會變大，那你電阻封裝就需要更大的，這顯示不符合我們電路設(shè)計思想，所以你常常見到別人一般選擇KΩ級別電阻就在于這點上，KΩ級別電阻產(chǎn)生的i1和i2就是mA數(shù)量級，現(xiàn)在大家明白了吧!