數(shù)字還是模擬？I和Q應(yīng)該如何合并和分離？

I和Q應(yīng)該如何結(jié)合？通過模擬或數(shù)字方式？本文將討論模擬和數(shù)字 IQ 方法的基礎(chǔ)知識(shí)。

模擬 IQ 調(diào)制器（用于發(fā)射器）和 IQ 解調(diào)器（用于接收器）已經(jīng)使用了幾十年（[1] 至 [3]）。

最近，推出了新的A / D和D / A轉(zhuǎn)換器，可以直接在1至4 GHz的頻率下采樣IF;在第 2、3 和 4 奈奎斯特區(qū)采樣（[4] 至 [7]）。這些與更高速的數(shù)字邏輯相結(jié)合，允許以數(shù)字方式（[8]至[21]）完成合并（對(duì)于A / D）和分離（對(duì)于D / A）。如圖1（a）（調(diào)制器）和圖1（b）（解調(diào)器）所示，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC或ADC）位于“D”位置。

圖 1（a）.

調(diào)制器

圖 1（b）.

解調(diào)器

另一方面，集成模擬I、Q合路器和分離器在I和Q路徑之間具有非常好的匹配，解決了模擬執(zhí)行這些過程的一些異議。模擬技術(shù)還需要兩倍于IF直接采樣的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（A/D或D/As），但它們以較低的采樣速率運(yùn)行;因此，它們更便宜且需要更少的功率。如圖1（a）（對(duì)于調(diào)制器）和圖1（b）（對(duì)于解調(diào)器）所示，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC或ADC）位于“A”位置。

筆者開始思考這個(gè)問題。他在幾個(gè) LinkedIn 群組中征求意見，并獲得了有價(jià)值的答案。經(jīng)致謝者同意，現(xiàn)致謝如下。他還找到了關(guān)于這些功能的現(xiàn)代集成電路 (IC) 屬性的所有信息，以及為這些 IC 確定的任何性能要求的結(jié)果。由此，他試圖得出任何可以得出的一般性結(jié)論來回答這個(gè)問題； “IQ 調(diào)制和解調(diào)應(yīng)該模擬還是數(shù)字方式完成？”

模擬智商方法

模擬 IQ 方法已經(jīng)存在了幾十年（[1] 到 [3]）。任何 IF 或 RF 信號(hào)都可以表示為

R(t) = I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)

其中 f 是載波頻率，I(t) 稱為同相分量，Q(t) 稱為正交分量。模擬 IQ 調(diào)制器采用基帶信號(hào) I(t) 和 Q(t) 并形成 R(t)。如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 A。模擬 IQ 解調(diào)器將輸入 R(t)，并形成 I(t) 和 Q(t)。如圖 1(b) 所示，DAC 位于位置 A。

模擬方法的一個(gè)關(guān)鍵問題是保持兩條路徑的增益相同，相位差恰好為 90o。有時(shí)會(huì)因?yàn)檫@些要求而忽略兩個(gè)低通濾波器。對(duì)于具有顯著信號(hào)能量的所有頻率，它們應(yīng)該精確增益和相位匹配。這些要求的更精確的量化，以及與它們的偏差造成的損害，將在后面的文章中顯示。

數(shù)字智商方法

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC 和 ADC）的最新發(fā)展使人們通過數(shù)字方式實(shí)現(xiàn) IQ 調(diào)制器和解調(diào)器功能來避免模擬 IQ 方法部分中討論的 IQ 不平衡問題，其中增益和相位可以在沒有錯(cuò)誤（[5]、[8] 到 [21]）。對(duì)于調(diào)制器情況，輸出端有一個(gè)高速 DAC，如圖 1(a) 所示，DAC 位于位置 D。對(duì)于解調(diào)器情況，輸入端有一個(gè)高速 ADC，如圖 1(a) 所示圖 1(b) 中 ADC 在位置 B。

通常，這些數(shù)字方法利用混疊效應(yīng)，使用所謂的帶通采樣（[22] 至 [24]。[24A]，[24B]）。圖 2(a) 顯示了及時(shí)采樣的波形。圖 2(b) 顯示了未采樣和采樣信號(hào)的頻譜。 ADC 的采樣時(shí)鐘執(zhí)行與 RF 混頻器中的本地振蕩器相同的功能。對(duì)于 ADC，模擬濾波器只能允許一個(gè)奈奎斯特區(qū)中的信號(hào)通過，并且這種混頻操作可用于將該奈奎斯特區(qū)中的信號(hào)下變頻至基帶。

圖 2(a)。

時(shí)域采樣

圖 2(b)。

未采樣和采樣信號(hào)的頻譜

對(duì)于 DAC，可以及時(shí)對(duì)輸出進(jìn)行整形，以提高更高頻率下的性能。

圖 3(a) 顯示了“正?！被颉安粴w零”(NRZ) DAC 輸出。在每個(gè)樣本之后，輸出保持不變，直到下一個(gè)樣本。模擬頻譜如圖 3(b) 所示。

圖 3(a)。

時(shí)域采樣

圖 3(b)。

圖 4(a) 顯示了“歸零”(RZ) DAC 輸出。每次采樣后，輸出在半個(gè)采樣周期內(nèi)保持不變，然后變?yōu)榱?。這會(huì)增加第二奈奎斯特區(qū)的幅度，如圖 4(b) 所示。

圖 4(a)。

時(shí)域采樣

圖 4(b)。

圖5（a）顯示了“混合”或“RF”DAC輸出。每個(gè)采樣后，輸出在半個(gè)采樣周期內(nèi)保持不變，然后變?yōu)樨?fù)值。這與混頻器的操作相同，混頻器使用本振波形的兩個(gè)極性。如圖5（b）所示的模擬頻譜在第二奈奎斯特區(qū)具有更大的幅度。通過上述任何方法創(chuàng)建波形后，必須使用低通或帶通濾波器濾除所需頻率，以消除可能存在的任何不需要的混疊和雜散響應(yīng)。

圖 5（a）.

時(shí)域采樣

圖 5（b）.

數(shù)字方法避免了正交不平衡的任何問題。然而，由于量化和采樣效應(yīng)，所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器都有其不希望的傳遞。其中一些效果將在下一篇文章中展示。與模擬IQ網(wǎng)絡(luò)相比，這些高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的成本和功耗要求通常也很高。

確認(rèn)

當(dāng)本報(bào)告中提到的問題首次出現(xiàn)在作者的腦海中時(shí)，他通過一些LinkedIn團(tuán)體征求意見。收到了一些有用的答復(fù)。允許使用其個(gè)人信息的人是;Gary Kaatz，Khaled Sayed（Consultix-Egypt），Dieter Joos（安森美半導(dǎo)體）和Jaideep Bose（Asmaitha Wireless Technologies）。作者還感謝他的妻子伊麗莎白，她可能想知道她的丈夫在做什么;他隱居在家庭辦公室里，做著他顯然沒有得到報(bào)酬的工作。

引用

以下參考資料將用于本系列中的每篇文章。

模擬 IQ 調(diào)制器和解調(diào)器：一般說明

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[2] 埃蒙·納什;“糾正 IQ 調(diào)制器中的缺陷以提高射頻信號(hào)保真度”;ADI公司應(yīng)用筆記AN-1039;2009

[3] 佚名;“基于IQ解調(diào)器的中頻至基帶接收器，具有中頻和基帶可變?cè)鲆嬉约翱?a href="http://srfitnesspt.com/v/tag/1315/" target="_blank">編程基帶濾波”;ADI公司電路筆記CN-0320;2013

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（DAC和ADC）;基本信息

[4] 賈斯汀·芒森;“了解高速DAC測(cè)試和評(píng)估”;ADI公司應(yīng)用筆記AN-928;2013

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數(shù)字 IQ 調(diào)制器和解調(diào)器

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帶通采樣（修訂版.04將“次諧波采樣”改為“帶通采樣”）

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智商失衡的影響，不建議補(bǔ)償或剝削

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7.6 智商失衡的影響，補(bǔ)償或剝削

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[35] 塔里加特;Sayed， AH.， “MIMO OFDM 接收器用于具有 IQ 不平衡的系統(tǒng)，” 信號(hào)處理， IEEE Transactions on ， vol.53， no.9， pp.35833596， Sept. 2005

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7.7 對(duì)基帶DAC和ADC的要求

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對(duì)射頻DAC和ADC的要求;和射頻非線性

[38] 德馬特奧·加西亞;Armada，AG.，“帶通Σ-Δ調(diào)制對(duì)OFDM信號(hào)的影響”，消費(fèi)電子，IEEE Transactions on ，vol.45，no.2，pp.318，326，1999年5月

[39] 毛雷爾;舍爾姆鮑爾;普雷特爾;斯普林格;阿德勒;布斯，Z.;Weigel，R.，“接收器前端非線性對(duì)W-CDMA信號(hào)的影響”，微波會(huì)議，2000年亞太地區(qū)，第249，252，2000頁

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7.9 LTE高級(jí)載波聚合;寬帶頻譜要求。

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