關(guān)于反激電源的環(huán)路補償設(shè)計

作為一名硬件工程師，因為最近的項目，每天接觸最多的是電源的設(shè)計工程師，發(fā)現(xiàn)不管是電源的老手、高手、新手，幾乎對控制環(huán)路的設(shè)計一籌莫展，基本上靠實驗。

靠實驗當然也是可以的，但出問題時往往無從下手，在這里我想以反激電源為例子(在所有拓撲中環(huán)路是最難的，由于RHZ 的存在)，大概說一下怎么計算，至少讓大家在有問題時能從理論上分析出解決問題的思路。

示意圖:

這里給出了右半平面零點的原理表示，這對用PSPICE 做仿真很有用，可以直接套用此圖。

傳遞函數(shù)自己寫吧，正好鍛煉一下，把輸出電壓除以輸入電壓就是傳遞函數(shù)。

bode 圖可以簡單的判定電路的穩(wěn)定性，甚至可以確定電路的閉環(huán)響應(yīng)，就像我下面的圖中表示的零極點說明了增益和相位的變化。

單極點補償

適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源。其主要作用原理是把控制帶寬拉低，在功率部分或加有其他補償?shù)牟糠值南辔贿_到180度以前使其增益降到0dB也叫主極點補償。

雙極點，單零點補償，適用于功率部分只有一個極點的補償。如：所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制。

三極點，雙零點補償，適用于輸出帶LC諧振的拓撲，如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓撲。

C1 的主要作用是和R2 提升相位的，當然提高了低頻增益，在保證穩(wěn)定的情況下是越小越好。C2 增加了一個高頻極點，降低開關(guān)噪聲干擾。

串聯(lián)C1 實質(zhì)是增加一個零點，零點的作用是減小峰值時間，使系統(tǒng)響應(yīng)加快，并且閉環(huán)越接近虛軸，這種效果越好。所以理論上講，C1 是越大越好.

但要考慮，超調(diào)量和調(diào)節(jié)時間，因為零點越距離虛軸越近，閉環(huán)零點修正系數(shù)Q 越大，而Q 與超調(diào)量和調(diào)節(jié)時間成正比，所以又不能大?？傊?，考慮閉環(huán)零點要折中考慮。

并聯(lián)C2 實質(zhì)是增加一個級點，級點的作用是增大峰值時間，使系統(tǒng)響應(yīng)變慢.所以理論上講，C2也是越大越好。但要考慮到，當零級點彼此接近時，系統(tǒng)響應(yīng)速度相互抵消。從這一點就可以說明，我們要及時響應(yīng)的系統(tǒng)C1 大，至少比C2 大。

環(huán)路穩(wěn)定的標準

只要在增益為1 時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360 度，環(huán)路就是穩(wěn)定的。

但如果相移接近360 度，會產(chǎn)生兩個問題:

相移可能因為溫度，負載及分布參數(shù)的變化而達到360 度而產(chǎn)生震蕩：

接近360 度，電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強烈震蕩，使輸出達到穩(wěn)定的時間加長，超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系。

所以環(huán)路要留一定的相位裕量，如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的，所以相位裕量的最佳值為52度左右，工程上一般取45度以上.如下圖所示:

這里要注意一點，就是補償放大器工作在負反饋狀態(tài)，本身就有180度相移，所以留給功率部分和補償網(wǎng)絡(luò)的只有180度。幅值裕度不管用上面哪種補償方式都是自動滿足的，所以設(shè)計時一般不用特別考慮。

由于增益曲線為-20dB/decade時，此曲線引起的最大相移為90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB。

在低于0dB帶寬后，曲線最好為-40dB/decade，這樣增益會迅速上升，低頻部分增益很高，使電源輸出的直流部分誤差非常小，即電源有很好的負載和線路調(diào)整率。

如何設(shè)計控制環(huán)路？經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的，設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計。我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成，然后來探討環(huán)路設(shè)計。環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成：

畫出已知部分的頻響曲線；

根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率，即增益曲線的0dB頻率；

根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補償放大器的類型和各頻率點。使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade，畫出整個電路的頻響曲線。

上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計：如pspice，POWER-4-5-6。

已知部分的頻響曲線是指除Kea(補償放大器)外的所有部分的乘積，在波的圖上是相加。

環(huán)路帶寬當然希望越高越好，但受到幾方面的限制：

香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2Fs；

右半平面零點(RHZ)的影響，RHZ隨輸入電壓，負載，電感量大小而變化，幾乎無法補償，我們只有把帶寬設(shè)計的遠離它，一般取其1/4-1/5；

補償放大器的帶寬不是無窮大，當把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補償放大器無法提供增益的限制，及電容零點受溫度影響等。

所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10。

反激設(shè)計實例

條件：輸入85-265V交流，整流后直流100-375V輸出12V/5A；

初級電感量370uH初級匝數(shù)：40T；

次級：5T。

次級濾波電容1000uFX3=3000uF震蕩三角波幅度，2.5V開關(guān)頻率100K，電流型控制時取樣電阻取0.33歐姆。

下面分電壓型和峰值電流型控制來設(shè)計此電源環(huán)路。所有設(shè)計取樣點在輸出小LC前面.如果取樣點在小LC后面，由于受LC諧振頻率限制，帶寬不能很高。

1、電流型控制

假設(shè)用3842，傳遞函數(shù)如下：

此圖為補償放大部分原理圖。RHZ的頻率為33K，為了避免其引起過多的相移，一般取帶寬為其頻率的1/4-1/5，我們?nèi)?/4為8K。

1) 輸出電容ESR較大

輸出濾波電容的內(nèi)阻比較大，自身阻容形成的零點比較低，這樣在8K處的相位滯后比較小。

Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=22度。

另外可看到在8K處增益曲線為水平，所以可以直接用單極點補償，這樣可滿足-20dB/decade的曲線形狀.省掉補償部分的R2，C1。

設(shè)Rb為5.1K，則R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K。

8K處功率部分的增益為-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因為帶寬8K，即8K處0dB。

所以8K處補償放大器增益應(yīng)為5.7dB，5.7-20*log(Fo/8)=0Fo為補償放大器0dB增益頻率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42。

C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度：180-22-90=68度。

藍色為功率部分，綠色為補償部分，紅色為整個開環(huán)增益。

2）輸出電容ESR較小

輸出濾波電容的內(nèi)阻比較大，自身阻容形成的零點比較高，這樣在8K處的相位滯后比較大。

Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度。

如果還用單極點補償，則帶寬處相位裕量為180-90-47=43度。偏小，用2型補償來提升。

三個點的選?。?/p>

第一個極點在原點；

第二的零點一般取在帶寬的1/5左右，這樣在帶寬處提升相位78°左右，此零點越低，相位提升越明顯，但太低了就降低了低頻增益，使輸出調(diào)整率降低，此處我們?nèi)?.6K；

第三個極點的選取一般是用來抵消ESR零點或RHZ零點引起的增益升高，保證增益裕度。我們用它來抵消ESR零點，使帶寬處保持-20db/10decade的形狀，我們?nèi)SR零點頻率5.3K。

數(shù)值計算:

8K處功率部分的增益為-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB。

因為帶寬8K，即最后合成增益曲線8K處0dB。

所以8K處補償放大器增益應(yīng)為18dB，5.3K處增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6。

推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2。

推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF，fz1=1/2*pi*R2C1。

推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF。

2、電壓型控制

我們同樣設(shè)計帶寬為8k，傳遞函數(shù)如下：

fo為LC諧振頻率，注意Q值并不是用的計算值，而是經(jīng)驗值，因為計算的Q無法考慮LC串聯(lián)回路的損耗(相當于電阻)，包括電容ESR，二極管等效內(nèi)阻，漏感和繞組電阻及趨附效應(yīng)等。在實際電路中Q值幾乎不可能大于4-5。

由于輸出有LC諧振，在諧振點相位變動很劇烈，會很快接近180度，所以需要用3型補償放大器來提升相位。

其零，極點放置原則是這樣的，在原點有一極點來提升低頻增益，在雙極點處放置兩個零點，這樣在諧振點的相位為-90+(-90)+45+45=-90.在輸出電容的ESR處放一極點，來抵消ESR的影響，在RHZ處放一極點來抵消RHZ引起的高頻增益上升。

元件數(shù)值計算，為方便我們把3型補償?shù)膱D再重畫一下。

藍色為功率部分，綠色為補償部分，紅色為整個開環(huán)增益。

如果相位裕量不夠時，可適當把兩個零點位置提前，也可把第一個極點位置放后一點。

同樣假設(shè)光耦CTR=1，如果用CTR大的光耦，或加有其他放大時，如同時用IC的內(nèi)部運放，只需要在波得圖上加一個直流增益后，再設(shè)計補償部分即可。這時要求把IC內(nèi)部運放配置為比例放大器，如果再在內(nèi)部運放加補償，就稍微麻煩一點，在圖上再加一條補償線結(jié)束。

我想大家看完后即使不會計算，出問題時也應(yīng)該知道改哪里，

審核編輯：湯梓紅