反激式拓撲結(jié)構(gòu)的優(yōu)點是什么

反激式拓撲結(jié)構(gòu)憑借其寬工作范圍內(nèi)所具有的簡單性與穩(wěn)健性，近幾十年來一直在低功率 AC/DC 應(yīng)用中占據(jù)主導(dǎo)地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統(tǒng)的肖特基二極管，實現(xiàn)了效率的明顯提升。

但是，反激式變換器仍需不斷改進傳統(tǒng)的反激拓撲，才能應(yīng)對效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前，反激拓撲已出現(xiàn)多個變體版本，并成功應(yīng)用于 AC/DC 應(yīng)用，例如零電壓開關(guān) (ZVS) 反激拓撲、有源鉗位反激拓撲 (ACF)，以及即實現(xiàn)了零電壓開關(guān)又降低了開關(guān)損耗的混合式反激拓撲。這些新型反激拓撲改善了效率并提高了開關(guān)頻率，極大地推進了高功率密度的變換器設(shè)計

然而，這些新興反激拓撲具有不同的工作原理，這給同步整流器控制帶來了新的挑戰(zhàn)。由于需要額外的開關(guān)脈沖來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，同步整流器在一個開關(guān)周期內(nèi)通常會導(dǎo)通兩次，而第二次導(dǎo)通周期可能會導(dǎo)致許多現(xiàn)有 SR 控制器發(fā)生嚴重擊穿。本文提出了一種解決方案，可以避免在設(shè)計帶同步整流功能的新型反激拓撲器件的過程中發(fā)生嚴重擊穿的風(fēng)險。

ZVS 反激拓撲變體類型

通常，反激式變換器中的零電壓開關(guān)是通過偏置磁化電感為負極性來實現(xiàn)的，允許電感電流在原邊開關(guān)導(dǎo)通之前將電壓拉低至零。

圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲，這是目前市場上常用的標準 ZVS 反激拓撲。

圖 1：采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲

圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。

圖 2：ZVS 反激式控制器的典型工作波形

除了原邊 MOSFET (QP) 和 SR MOSFET (QS) 以外，這種拓撲還需要一個輔助 MOSFET (QA) 來支持 ZVS 的實現(xiàn)。在每個開關(guān)周期的 QP 導(dǎo)通之前，QA 先導(dǎo)通一小段時間，通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負極性。該過程可以在 QP 導(dǎo)通之前將 QP 漏源電壓 (VDSP) 下拉至 0V，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)。

QA 通常與 QP 一起放置在原邊接地端，因此二者均由原邊反激控制器控制以實現(xiàn)精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端，僅根據(jù) QS 漏源電壓 (VDSS) 的極性確定導(dǎo)通時間。當(dāng) QP 關(guān)斷時，磁化電流被迫流向副邊，而 QP 應(yīng)在 VDSS 變?yōu)樨撝禃r立即導(dǎo)通，以便有效為輸出供電。當(dāng) QA 導(dǎo)通時，VDSS 也變?yōu)樨撝?，因為變壓器的輔助繞組和副邊繞組具有相同的極性。

因此，在與原邊控制器之間沒有通信路徑的情況下，SR 控制器很難區(qū)分 QP 的關(guān)斷與 QA 的導(dǎo)通。 對于大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器來說，這很可能導(dǎo)致二次導(dǎo)通事件。因為 QA 的導(dǎo)通時間往往非常短，而 QP 會在 QA 之后立即導(dǎo)通；SR 控制器會在這種極短的導(dǎo)通時間模式下持續(xù)運行且無法立即關(guān)斷。 在這種情況下，原邊和副邊之間可能會發(fā)生擊穿，從而導(dǎo)致電源變換器可靠性不高。

圖 3 顯示了非互補工作模式下的 ACF 拓撲結(jié)構(gòu)。與互補模式不同，它采用斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 來提高輕載效率。

圖 3: ACF 拓撲

圖 4 顯示了 ACF 拓撲的典型工作波形。這種拓撲通過在導(dǎo)通 QP 之前二次導(dǎo)通鉗位 MOSFET (QC) 來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這會導(dǎo)致第二次 SR 柵極導(dǎo)通，并帶來擊穿的潛在風(fēng)險。

圖 4：非互補模式下 ACF 拓撲的典型工作波形

圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓撲?；旌戏醇ね負淅弥C振電容通過變壓器輸出額外的功率，同時實現(xiàn)上管 MOSFET (QH) 和下管 MOSFET (QL) 的 ZVS。因此，與傳統(tǒng)反激拓撲相比，混合反激拓撲更適合高功率應(yīng)用。

圖5: 混合反激拓撲

圖 6 顯示了混合反激拓撲的典型工作波形。在 DCM 模式下，QH 通過短時間導(dǎo)通 QL 來實現(xiàn) ZVS。 因此，混合反激拓撲也有可能經(jīng)歷第二次 SR 柵極導(dǎo)通并發(fā)生擊穿。

圖 6：DCM 模式下混合反激拓撲的典型工作波形

可靠的 ZVS 反激拓撲 SR 控制

如前所述，大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器通過簡單比較漏源電壓和特定電壓閾值來確定導(dǎo)通和關(guān)斷時序。 這導(dǎo)致同步整流器可能在每個開關(guān)周期中都導(dǎo)通兩次，與最小導(dǎo)通時間邏輯是沖突的，并增加了擊穿的風(fēng)險。因此，我們需要一種先進的同步整流器控制方案來區(qū)分每個開關(guān)周期中的第一次和第二次的導(dǎo)通事件，并避免在任何工作條件下發(fā)生擊穿。

MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器，它采用智能控制方案來區(qū)分導(dǎo)通事件并應(yīng)對擊穿風(fēng)險。除了監(jiān)測漏源電壓的極性變化外，MP6951 還可以監(jiān)測高電平脈沖的幅度和持續(xù)時間。

如圖 7 所示，MP6951 根據(jù)漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (VP)；在每個開關(guān)周期中，都實時比較漏源電壓和 VP。只有當(dāng)正脈沖持續(xù)時間大于可配置時長 tW 時，才會啟用完全導(dǎo)通邏輯，同步整流器會在漏源極性翻轉(zhuǎn)時立即導(dǎo)通。

圖 7: MP6951 的導(dǎo)通條件

否則，即使漏源極性翻轉(zhuǎn)，導(dǎo)通邏輯也會被禁用或延遲。因為如果漏源電壓沒有超過 VP，或者正脈沖的持續(xù)時間未超過 tW，則同步整流器在零電壓開關(guān)的第二個脈沖期間不會導(dǎo)通。此外，MP6951 可根據(jù)輸入和輸出電壓的各種組合對 tW 邏輯進行內(nèi)部調(diào)節(jié)。最終實現(xiàn)同步整流器總在最合適的時間導(dǎo)通。

圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓撲時 MP6951 的工作波形。通常情況下，SR 柵極會在原邊 MOSFET 關(guān)斷后立即導(dǎo)通；但當(dāng)其他開關(guān)（包括 QA、QC 和 QL）為零電壓開關(guān)導(dǎo)通時，SR 柵極不會導(dǎo)通。因此，完全消除了擊穿的風(fēng)險。

圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形

結(jié)語

為滿足市場更高功率密度和效率的需求，新型反激拓撲變體正經(jīng)歷快速發(fā)展。隨著越來越多的零電壓開關(guān)變體用于實際應(yīng)用中，SR 控制器也必須與時俱進。作為同步整流器市場的領(lǐng)先企業(yè)，MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩(wěn)健性與可靠性。與現(xiàn)有的 SR 控制器相比，MP6951 可以匹配任何反激拓撲變體，其關(guān)鍵優(yōu)勢就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風(fēng)險。此外，MP6951 控制方案在尖端適配器產(chǎn)品中的有效性，已在理論和生產(chǎn)中得到了充分的驗證。

責(zé)任編輯：彭菁