先進(jìn)的MPS同步整流器原理與方案設(shè)計(jì)

先進(jìn)的 MPS 同步整流器原理與方案設(shè)計(jì)

近年來，為了進(jìn)一步改善全球節(jié)能，全球監(jiān)管機(jī)構(gòu)提出了新的效率標(biāo)準(zhǔn)。隨著美國能源部（DOE）出臺的一系列新要求，制造商必須提高現(xiàn)有獨(dú)立電源產(chǎn)品的效率以達(dá)到DOE VI級標(biāo)準(zhǔn)，才能在美國市場銷售。此外，制造商還需要設(shè)計(jì)符合其它能源規(guī)格的產(chǎn)品，例如歐盟CoC V5Tier2規(guī)格。

為了提高交流轉(zhuǎn)直流適配器的效率，將輸出續(xù)流肖特基二極管換成基于MOSFET的同步整流控制器（SR）時(shí)通?？商嵘??3％或者更高的效率。還有發(fā)現(xiàn)使用SR有助于節(jié)省二極管散熱片成本和人工組裝的成本，設(shè)計(jì)人員還可以使用更便宜的初級MOSFET或者更細(xì)的輸出線纜來節(jié)省成本，且依然能達(dá)到目標(biāo)效率。

因篇幅所限，本文無法涉及SR設(shè)計(jì)的全部細(xì)節(jié)，而精選了幾個(gè)在工程師設(shè)計(jì)同步整流電路時(shí)一些實(shí)際的話題用以討論。

SR的連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）

在圖1中，反激式SR控制器用于驅(qū)動AC / DC適配器中的次級MOSFET開關(guān)。這里，反激控制器可以在臨界導(dǎo)通模式（CrM），連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）或斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）下運(yùn)行。

圖1：快速充電器中使用的反激式電源的典型框圖

適配器在啟動或滿載的狀態(tài)下是以CCM模式運(yùn)行，在主開關(guān)試圖導(dǎo)通時(shí)，SR開關(guān)中的電流被設(shè)置不能降至零。因此，需要防止初級側(cè)到次級側(cè)的擊穿而導(dǎo)致高壓尖刺和潛在損壞，而因此需要快速地關(guān)閉SR。MPS的解決方案是調(diào)整SR開關(guān)VG電壓來保持MOSFET的VDS恒定。隨著在CCM模式期間電流的下降，驅(qū)動器的VG電壓也隨之下降，直到MOSFET運(yùn)行在線性工作區(qū)（見圖3）。因此，當(dāng)電壓最終反向時(shí)，驅(qū)動器會基于很低的VG電壓來快速關(guān)斷，以此來確保在CCM模式下安全運(yùn)行。因?yàn)樗皇芫€路的輸入條件的影響，因此這是一種穩(wěn)定的控制方法。此外，通過最大化SR MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間和最小化體二極管導(dǎo)通時(shí)間，可確保最佳的效率。MPS的SR控制器不僅可以支持CCM模式，還可以支持DCM和CrM模式。

圖2：CCM模式下初級和次級電流波形

有關(guān)MPS的CCM兼容模式下的SR設(shè)計(jì)和操作的詳細(xì)說明，請參閱AN077應(yīng)用筆記。1.

在CCM模式下和CrM模式下MOSFET封裝電感的影響

次級電流切換時(shí)總會有一些開關(guān)上升/下降時(shí)間（如圖2所示），由輸入/輸出，變壓器匝數(shù)比和電感來決定。MOSFET封裝電感也會影響次級電流的關(guān)斷。

隨著次級電流開始改變極性并關(guān)斷（圖4中的t1），MOSFET封裝電感（Ls）會在檢測到的Vds上產(chǎn)生瞬時(shí)電壓，如公式（1）和公式（2）所示：

(1)

(2)

其中，dc是DC平均輸入, n 是變壓器匝數(shù)比，Ls 是漏感。

圖3：MPS SR控制器操作原理

對于采用TO220封裝的MOSFET，封裝電感在100kHz頻率時(shí)可高達(dá)6.4nH，而Vlk可以高達(dá)幾百mV，達(dá)到SR控制器的關(guān)斷閾值，使SR控制器關(guān)斷門極（ 從t1開始）。由于t1關(guān)斷時(shí)間相對較早，因此稍高的封裝電感有助于防止擊穿，特別是在深CCM條件下。

對于各種電路設(shè)計(jì)，我們可能會在CCM模式中看到不同的關(guān)斷波形（參見圖4a和圖4b）。如圖4a，電流降至零，但SR并未完全關(guān)閉。因此，交叉?zhèn)鲗?dǎo)可能發(fā)生并會反映在反向電流中。而相對最佳的設(shè)計(jì)是SR能夠在次級電流變?yōu)榱悖╰2）之前關(guān)閉，如圖4b。更值得關(guān)注的是，如圖4c中所示，在CrM模式中，當(dāng)副邊電流幾乎為零時(shí)，SR控制器隨之關(guān)斷，這意味著總是存在一個(gè)反向電流dI / dt * Toff。

當(dāng)MOSFET的封裝電感非常小時(shí)（例如QFN或SOIC封裝），SR門極相對關(guān)斷會更延遲。即使在Vds調(diào)節(jié)控制下降低Vg，反向電流仍然大于具有較高封裝電感的MOSFET。這與主題1中介紹的Vds控制無關(guān)。

下面列出了一些改進(jìn)選項(xiàng)，這些選項(xiàng)可以在同一應(yīng)用中組合使用。

選擇Qg非常低的SR MOSFET（以加速關(guān)斷）。

在SR MOSFET上增加一個(gè)RC snubber 吸收電路（以吸收反向電壓尖峰）。使用具有高關(guān)斷電流的SR控制器。增加變壓器漏感以減慢關(guān)斷時(shí)的次級電流dI / dt（但會導(dǎo)致更高的初級MOSFET電壓尖峰）減緩初級MOSFET導(dǎo)通時(shí)的上升斜率（損失效率）。使用具有較高Vds控制電壓的SR控制器（圖2中使用MPS的MP6902為70mV）。在較高的Vds控制電壓情況下，MOSFET可以進(jìn)入更深的線性區(qū)，在開關(guān)關(guān)斷之前Vg就達(dá)到很低的水平，從而快速關(guān)閉。

振鈴—優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)

當(dāng)MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)，PCB布局和系統(tǒng)中產(chǎn)生的離散電感與元器件中的寄生電容會導(dǎo)致一些振鈴。如果不能適應(yīng)振鈴造成的影響，輕則可能會使效率降低，重則會導(dǎo)致一些致命的問題。

振鈴引起的問題如圖4所示。當(dāng)次級電流下降到零時(shí)，初級開關(guān)電壓Vds在變壓器的主電感和MOSFET Cds之間會產(chǎn)生諧振，這個(gè)諧振電壓會折射到次級側(cè)。通常，這個(gè)諧振谷值不應(yīng)該會接觸到地平面，但有時(shí)諧振谷值可能會下降到SR的導(dǎo)通閾值。這可能是因?yàn)橹T如原邊RCD緩沖器中二極管的反向恢復(fù)等因素引起的。

由于Vds電壓諧振的斜率總是遠(yuǎn)低于實(shí)際開關(guān)關(guān)斷的斜率（得益于較大感量的主電感），因此MPS的MP6908使用獨(dú)特的可調(diào)斜率引腳來幫助確定何時(shí)副邊MOS真正關(guān)斷，以及何時(shí)是正常的Vds電壓諧振（如圖4所示）。

圖4：在消磁振鈴期間潛在錯(cuò)誤開啟的SR波形

根據(jù)實(shí)際需要更換肖特基二極管

雖然SR的優(yōu)勢已經(jīng)被廣泛接受，但將肖特基二極管的設(shè)計(jì)改為使用SR驅(qū)動器和MOSFET的設(shè)計(jì)方案，仍然需要在BOM中增加許多元器件，并需要重新認(rèn)證等工作。

另一種解決方案是將SR MOSFET集成到SR驅(qū)動器IC內(nèi)部，創(chuàng)建緊湊的封裝來替換肖特基二極管，而不需要對變壓器進(jìn)行任何更改，這個(gè)全新的設(shè)計(jì)使BOM變化最?。ㄒ妶D5）。這種解決方案被稱為理想二極管方案。

MPS新型理想二極管的優(yōu)點(diǎn)如下：

最小的BOM和電路板空間。

在高側(cè)或低側(cè)無需輔助繞組即可直接更換肖特基二極管。

優(yōu)化的集成門極驅(qū)動器。

針對不同的功率等級和額定電壓優(yōu)化MOSFET。

靈活的SMT和通孔封裝選項(xiàng)。

為什么MPS MP6908是適用于實(shí)際SR控制設(shè)計(jì)的選擇？

MP6908是MPS最新的SR控制IC，而且未來將有一系列基于MP6908控制器創(chuàng)建的理想二極管方案。該控制器IC的一些主要功能包括：

不需要用于高側(cè)或低側(cè)整流的輔助繞組。

支持DCM，準(zhǔn)諧振和CCM運(yùn)行模式。

支持低至0V的寬輸出范圍（即使輸出短路時(shí)，SR保持供電，短路電流也不會通過MOSFET的體二極管流通）。振鈴檢測可以防止錯(cuò)誤導(dǎo)通。超高速15ns傳播延遲和30ns關(guān)斷延遲。

圖5： MP6908控制器和低側(cè)和高側(cè)的理想二極管應(yīng)用電路

總結(jié)

本文介紹了與實(shí)際工程情況相關(guān)的同步整流器（SR）設(shè)計(jì)。通過更多地了解終端應(yīng)用，MPS能夠定義和創(chuàng)建更好的SR控制IC。

審核編輯：湯梓紅