LVPECL與LVPECL之間是如何進行連接的？LVPECL到CML的連接？

1 LVPECL與LVPECL之間的連接

LVPECL 到LVPECL 的連接分直流耦合和交流耦合兩種形式

1.1 直流耦合

LVPECL 負載一般考慮是通過50Ω接到Vcc-2V 的電源上，一般該電源是不存在的，通常的做法是利用電阻分壓網絡做等效電路，如圖3.1 中所示，該等效電路應滿足如下方程：

圖3.1 等效電路

Vcc ? 2 V = Vcc R2/（R1+R2）

R1*R2/（R1 + R2）=50Ω

解上面方程組，得到：

R1 = 50VCC/（VCC-2V） R2 = 25VCC

圖3.2 給出了這兩種供電情況時的詳細電路。

圖3.2 PECL電路之間直流耦合

在3.3V 供電時，電阻按5%的精度選取，R1為130Ω，R2為82Ω；在5V 供電時（此時為PECL電平），R1為82Ω，R2為130Ω。

1.2 交流耦合

PECL 的輸出共模電壓需固定在Vcc-1.3V，在選擇直流偏置電阻時僅需該電阻能夠提供

14mA 到地的通路，這樣R1=（Vcc-1.3V）/14mA。在3.3V 供電時，R1=142Ω，5V 供電時，R1=270Ω。然而這種方式給出的交流負載阻抗低于50Ω，在實際應用中，3.3V 供電時，R1 可以從142Ω到200Ω之間選取，5V 供電時，R1 可以從270Ω到350Ω之間選取，原則是讓輸出波形達到最佳。

圖3.3中分別給出了兩種電路結構，在圖3.3 （a）有一個缺點就是它的功耗較大，當對功耗有要求時，可以采用圖3.3（b）所示電路結構。

圖3.3 PECL電路間交流耦合

在圖3.3 （a）中，R2和R3通常選取：

R2 = 82 ? / R3 = 130 ? +3.3 V供電時

R2 = 68 ? / R3 = 180 ? +5 V供電時

在圖3.3 （b）中，R2和R3通常選取：

R2 = 2.7 K? / R3 = 4.3 K? +3.3 V供電時

R2 = 2.7 K? / R3 = 7.8 K? +5 V供電時

2 LVDS與LVDS接口的連接

LVDS 用于低壓差分信號點到點的傳輸，該方式有三大優(yōu)點，從而使得它更具有吸引力：

（1）LVDS 傳輸?shù)男盘枖[幅小，從而功耗低，一般差分線上電流不超過4mA，負載阻抗為100Ω。這一特征使它適合做并行數(shù)據傳輸。

（2）LVDS 信號擺幅小，從而使得該結構可以在2.4V 的低電壓下工作。

（3）LVDS 輸入單端信號電壓可以從0V 到2.4V 變化，單端信號擺幅為400mV，這樣允許輸入共模電壓從0.2V 到2.2V范圍內變化，也就是說LVDS 允許收發(fā)兩端地電勢有±1V的落差。

圖3.4 LVDS間連接

因為LVDS 的輸入與輸出都是內匹配的，所以LVDS 間的連接可以如圖3.4那樣直接連接。但在設計時需要確認芯片內部，其接收端差分線對間是否已有100Ω電阻匹配，若沒有則需在外面加100Ω電阻，電阻需靠近接收端放置。

3 CML電平之間的連接

CML 是所有高速數(shù)據接口形式中最簡單的一種，它的輸入與輸出是匹配好的，從而減少了外圍器件，也更適合于在高的頻段工作。它所提供的信號擺幅較小，從而功耗更低。

CML 接口的輸出電路形式是一個差分對，該差分對的集電極電阻為50Ω。假定CML 輸出負載為一50Ω上拉電阻，則單端CML 輸出信號的擺幅為Vcc~Vcc-0.4V。在這種情況下，差分輸出信號擺幅為800mV，共模電壓為Vcc-0.2V。若CML輸出采用交流耦合至50Ω負載，這時的直流阻抗有集電極電阻決定，為50Ω，CML 輸出共模電壓變?yōu)閂cc-0.4V，差分信號擺幅仍為800mV。

CML 到CML 之間連接分兩種情況：

（1）當收發(fā)兩端的器件使用相同的電源時，CML 到CML 可以采用直流耦合方式，這時不需加任何器件；

（2）當收發(fā)兩端器件采用不同電源時，一般要考慮交流耦合，如圖3.5 中所示，注意這時選用的耦合電容要足夠大，以避免在較長連0 或連1 情況出現(xiàn)時，接收端差分電壓變小。

圖3.5 CML接口間連接

4 LVPECL到CML的連接

4.1 交流耦合

LVDS到CML的交流耦合連接方式如圖3.6 所示。在LVPECL的兩個輸出端各加一個到地的偏置電阻，電阻值選取范圍可以從142Ω到200Ω。如果LVPECL 的輸出信號擺幅大于CML 的接收范圍，可以在信號通道上串一個25Ω的電阻，這時CML 輸入端的電壓擺幅變?yōu)樵瓉淼?.67 倍。

圖3.6 LVPECL到CML的交流耦合連接

4.2 直流耦合

在LVPECL 到CML 的直流耦合連接方式中需要一個電平轉換網絡，如圖3.7（a）中所示。該電平轉換網絡的作用是匹配LVPECL 的輸出與CML的輸入共模電壓。一般要求該電平轉換網絡引入的損耗要小，以保證LVPECL 的輸出經過衰減后仍能滿足CML 輸入靈敏度的要求；另外還要求自LVPECL端看到的負載阻抗近似為50Ω。下面以LVPECL驅動MAX3875 的

（a）直流耦合時電阻網絡

（b）直流耦合連接

圖3.7 LVPECL到CML的直流耦合連接

CML 輸入為例說明該電平轉換網絡。如前所述，電阻網絡需滿足：

VA = VCC - 2.0V = R2·VCC /（R2 + R1//（R3 + 50Ω））

VB = VCC - 0.2V = （VCC·R3 + 50Ω·（VCC - 1.3V））/（R3 + 50Ω）

Zin = R1// R2 // （R3 + 50 ?）= 50 ?

Gain = 50 /（R3 + 50） ≥ 0.125

求解上面的方程組，我們得到R1=182Ω，R2=82Ω，R3=290Ω，VA=1.35V，VB=3.11V，Gain=0.147，Zin=49Ω。

LVPECL 到MAX3875 的直流耦合結構如圖3.7（b） 所示。對于其它產品的CML 輸入，最小共模電壓和靈敏度可能不同，設計時可修改VB值，再根據上面的公式計算所需的阻值。

5 CML到LVPECL的連接

圖3.8中，給出了CML到LVPECL的交流耦合連接。由于CML與LVPECL接口的中心電平不同，

圖3.8 CML到LVPECL的交流耦合連接

通常采用交流耦合，LVPECL輸入接口需要外加直流偏置，保證中心電平在VCC-1.3V，圖8（a）、（b）分別是外部加直流偏置電阻的連接方式。其中，（a）的連接方式功耗較低。（c）為芯片內已有直流偏置時的連接電路。

6 LVPECL到LVDS的連接

6.1 直流耦合

LVPECL到LVDS 的直流耦合結構需要一個電阻網絡，如圖3.9中所示，設計該網絡時有這樣幾點必須考慮：首先，我們知道當負載是50Ω接到Vcc-2V 時，LVPECL 的輸出性能是最優(yōu)的，因此我們考慮該電阻網絡應該與最優(yōu)負載等效；然后我們還要考慮該電阻網絡引入的衰減不應太大，LVPECL 輸出信號經衰減后仍能落在LVDS 的有效輸入范圍內。

注意LVDS 的輸入差分阻抗為100Ω，或者每個單端到虛擬地為50Ω，該阻抗不提供直流通路，這里意味著LVDS輸入交流阻抗與直流阻抗不等.經計算，電阻值為：R1=182Ω，R2=48Ω，R3=48Ω。電阻靠近接收側放置。

圖3.9 LVPECL到LVDS的直流耦合結構

6.2 交流耦合

LVPECL 到LVDS 的交流耦合結構如圖3.10 所示，LVPECL 的輸出端到地需加直流偏置電阻（142Ω到200Ω），同時信號通道上一定要串接50Ω電阻，以提供一定衰減。LVDS 的輸入端到地需加5KΩ電阻，以提供近似0.86V 的共模電壓。

圖3.10 LVPECL到LVDS的交流耦合結構

7 LVDS到LVPECL的連接

7.1 直流耦合

LVDS到LVPECL 的直流耦合結構中需要加一個電阻網絡，如圖3.11 所示，該電阻網絡完成直流電平的轉換。LVDS輸出電平為1.2V，LVPECL的輸入電平為Vcc-1.3V。LVDS 的輸出是以地為基準，而LVPECL 的輸入是以電源為基準，這要求考慮電阻網絡時應注意LVDS 的輸出電位不應對供電電源敏感；

另一個問題是需要在功耗和速度方面折中考慮，如果電阻值取的較小，可以允許電路在更高的速度下工作，但功耗較大，LVDS 的輸出性能容易受電源的波動影響；

還有一個問題就是要考慮電阻網絡與傳輸線的匹配。經計算，電阻值選取為：R1=374Ω，R2=249Ω，R3=402Ω，VA=1.2V，VB=2.0V，RIN=49Ω，Gain=0.62。LVDS 的最小差分輸出信號擺幅為500mV，在上面結構中加到LVPECL 輸入端的信號擺幅變?yōu)?10mV，該幅度低于LVPECL 的輸入標準，但對于絕大多數(shù)MAXIM 公司的LVPECL 電路來說，該信號幅度是足夠的。設計中可根據器件的實際性能作出自己的判斷。

圖3.11 LVDS到LVPECL的直流耦合結構

7.2 交流耦合

LVDS 到LVPECL 的交流耦合結構較為簡單，只需要LVPECL輸入側加直流偏置，滿足其中心電壓的要求。圖3.12 （a）、（b）兩種為常用到的結構。

圖 3.12 LVDS到LVPECL的交流耦合結構

8 CML到LVDS的連接

CML到LVDS的連接通常采用交流耦合結構，圖3.13、14給出了兩種電路結構，需注意CML 的輸出信號擺幅應落在LVDS 的有效工作范圍內。

圖3.13 CML到LVDS的交流耦合結構

圖3.14 CML到LVDS的交流耦合結構

9 差分信號設計原則

在差分信號傳輸設計中，不同類型的差分線，其輸入輸出的中心電平不同，擺幅也不同。但設計中，以下設計原則還是比較通用的。

（1）差分線的正、負端要求等長。一般來說，對于155Mbps的差分線對，其長度差應控制在160mil以內，建議控制在80mil以內；622Mbps的差分線對，控制在40mil以內；其余按速率類推，或根據datasheet推薦的值進行約束。

（2）差分阻抗控制在100 +/-10%Ω。

（3）數(shù)據差分線與其它非時鐘信號線的邊到邊間距應大于2倍線寬，與時鐘信號線或時鐘差分線應大于3倍線寬。

（4）一般來說，差分線在布線時盡量走內層，且要鄰近平面層，表層走線盡量短；

（5）對于高速差分線為減少過孔數(shù)目，有時也允許走表層。差分線的過孔數(shù)目越少越好，在需要打過孔的情況下，差分線正、負信號線要成對打過孔，也即若正端信號線需要打過孔換層，負端信號線也需要在相應的位置打過孔。一般來說，155Mbps速率的差分線對，其過孔應數(shù)目控制在4個以內，622MGbps及1.25Gbps速率的應控制在3個以內；而2.5Gbps速率及以上的差分對，除在BGA下出線必須打過孔以及壓接式接插件必須的壓接過孔外，在其信號走線的其它位置盡量不要再打過孔。

（6）時鐘信號在不同電平間轉換時，盡量采用交流耦合結構。交流耦合電容，選取不宜太小，通常1GHz以上頻率選0.01μF，以下的選取0.1μF。瀉放電阻和匹配電阻在PCB中的布局和選擇。對于有泄放電阻或終端匹配電阻的差分接口電路，泄放電阻R1應盡量放在驅動pin附近，匹配電阻R2和R3盡量靠近接收pin；

（7）考慮到散熱和能承受的額定功率，最好選擇選擇0603封裝的電阻，或者0805封裝的電阻，不應選用0402及更小封裝的電阻，否則應具體計算該電阻上的功耗。

審核編輯：劉清