史上最全-5G可使用的波形有哪些？

對于NR，需要改進波形設(shè)計以有效地復(fù)用不同的服務(wù)，同時分別針對每個服務(wù)的特定要求進行優(yōu)化。

針對不同的候選波形，進行單獨介紹。

單載波波形

單載波調(diào)制已廣泛應(yīng)用于諸如GSM、CDMA2000和UMTS WCDMA的蜂窩系統(tǒng)中。由于其時域符號排序，它們通常提供低峰均功率比（PAPR），從而提高PA效率和延長電池壽命。這使得單載波波形特別適用于諸如mMTC（即WAN IoE）的使用情況，其中電池功率和覆蓋范圍擴展是主要優(yōu)化目標(biāo)。

另一方面，單載波波形在頻率選擇性信道下會出現(xiàn)鏈路退化，并且通常需要使用均衡器來在多徑情況下實現(xiàn)高頻譜效率。

恒定包絡(luò)波形

高傳輸效率的最簡單解決方案是采用恒定包絡(luò)波形。這允許幾乎任何PA在飽和點運行，而無需削波或需要預(yù)補償或后補償來考慮削波。然而，該機制的缺點是，從容量角度來看，相對于正交幅度調(diào)制而言效率低下，但對于不需要高數(shù)據(jù)速率的應(yīng)用類別，恒定包絡(luò)波形更可取，因為它實現(xiàn)了最高的PA效率。

最常用的恒定包絡(luò)波形，包括最小移位鍵控（MSK：minimum-shift-keying）和高斯最小移位鍵（GMSK：Gaussian minimum-shift-keying），屬于連續(xù)相頻移鍵控（CPFSK：continuous phase frequency-shift-keying ）信號。MSK被IEEE 802.15.4標(biāo)準(zhǔn)采用，該標(biāo)準(zhǔn)為ZigBee提供了物理層平臺。GMSK也用于GSM、藍牙和BT-LE。

眾所周知，MSK可以等效地被視為具有正弦脈沖整形的偏移QPSK，其提供有效的調(diào)制和解調(diào)。請注意，在調(diào)制器之前插入了差分編碼器，以避免解調(diào)器處的誤差傳播。這也有助于簡化調(diào)制器，因為差分編碼器和差分解碼器相互抵消。

GMSK是MSK的變體，其中信息序列的高斯濾波版本被應(yīng)用于MSK調(diào)制器。高斯濾波器有助于提高MSK的頻譜效率，并減少符號間干擾。注意，隨著高斯濾波的引入，GMSK信號不能再被視為偏移QPSK。GMSK的典型接收機使用GMSK脈沖的線性近似，并將調(diào)制視為脈沖幅度調(diào)制（PAM：pulse amplitude modulation ）信號的和?；谶@種近似，可以使用眾所周知的維特比檢測器作為解調(diào)器。請注意，GMSK的較低復(fù)雜度解調(diào)器通常用于低功率設(shè)備，如BTLE。

圖1：MSK PSD

圖2：GPMSK PSD

單載波QAM

如前所述，可以使用更高階的QAM來實現(xiàn)單載波波形的更高頻譜效率。在3G蜂窩網(wǎng)絡(luò)（例如UMTS、CDMA2000、1xEV-DO）中使用的最常見的波形是具有QAM調(diào)制的單載波CDMA。

具體地說，當(dāng)選擇QPSK調(diào)制時，它給出具有0dB PAPR的恒定幅度波形。然而，在實踐中，單載波調(diào)制之后通常是在頻域中更局部化的時間色散發(fā)射脈沖整形濾波器，以減少帶外（OOB：out of band）泄漏并滿足相鄰信道泄漏比（ACLR：adjacent channel leakage ratio）要求。圖3說明了具有和不具有發(fā)射脈沖整形的單載波QPSK調(diào)制的功率譜密度（PSD：power spectral density）。

結(jié)果，在接收機側(cè)還引入了匹配濾波器以最大化SNR。為了消除符號間干擾（至少對于頻率平坦的信道），脈沖整形濾波器通常被選擇為half-Nyquist濾波器，即發(fā)射和接收器濾波器的級聯(lián)響應(yīng)Nyquist特性。具體而言，在圖3中，繪制了WCDMA中使用的具有滾動因子的根升余弦濾波器的PSD。

請注意，使用發(fā)射脈沖整形，發(fā)射波形不再是恒定包絡(luò)，PAPR>0 dB。在圖4中，說明了在平均功率以上具有不同限幅閾值的單載波QPSK的PSD。圖6顯示了對應(yīng)于不同限幅閾值的EVM。

可以應(yīng)用一些增強來進一步降低PAPR，例如π/4–QPSK，它引入了偶數(shù)和奇數(shù)星座之間的π/4旋轉(zhuǎn)，從而消除了通過原點的任何路徑（即零交叉）。在UMTS中，HPSK加擾用于消除具有(2k,2k+1)索引的任何碼片對之間通過原始碼片的任何路徑。該方法依賴于這樣一個事實，即至少使用2的擴展因子來擴展調(diào)制符號。

圖5比較了幾個單載波波形與QPSK調(diào)制的PAPR，其中一些將在后面討論。這部分解釋了圖6的觀察結(jié)果，其中與DFT擴展OFDM波形相比，單載波QPSK給出了更低的EVM。

應(yīng)當(dāng)注意，這里所示的PAPR和限幅不反映多用戶復(fù)用，例如碼分復(fù)用。

圖5 單載波波形的PAPR

圖6 單載波波形的EVM

此外，可以采用兩種自然方法來實現(xiàn)更寬的頻帶，即通過增加采樣率，或通過在相鄰信道上提供單獨的單個載波。如圖2和圖4所示，脈沖整形濾波器可以設(shè)計為提供足夠的相鄰信道抑制，以便每個信道都可以達到其期望的峰值速率。后一種方法是3G多載波方法的基礎(chǔ)，例如EV-DO修訂版B或雙載波HSDPA。

在存在多徑衰落的情況下，使用單載波QAM實現(xiàn)更高頻譜效率的一個重要方面是采用良好的均衡算法。在許多情況下，這取決于接收機的設(shè)計和根據(jù)實現(xiàn)可以提供的復(fù)雜性。盡管存在眾所周知的時域算法，如分數(shù)間隔均衡、RAKE和自適應(yīng)均衡，但普遍存在的誤解是，將計算效率高的頻域均衡歸入僅OFDM波形。

事實上，與此相反，單載波可以用頻域均衡來實現(xiàn)，并且包括循環(huán)前綴的基于塊的傳輸方案的構(gòu)造通常被正式稱為SC-FDE。這種方案如圖7所示。包括這種波形的標(biāo)準(zhǔn)是802.11ad，這是一種60GHz的未經(jīng)許可的毫米波技術(shù)，使用這種波形的商業(yè)實現(xiàn)已經(jīng)由高通Atheros發(fā)布。

圖7SD-FDE調(diào)制器和解調(diào)器

總之，SC-FDE具有與SC-QAM相當(dāng)?shù)膬?yōu)點/缺點，除了在接收機處提供方便的FDE實現(xiàn)，代價是CP導(dǎo)致的頻譜效率損失。

單載波DFT擴展OFDM

SC-FDE的一個變體是DFT擴展OFDM，其中時域QAM用M點DFT進行變換，該M點DFT用于在較大的IFFT上調(diào)制不同的音調(diào)集，該IFFT將該信號變換回時域。如果M等于IFFT的大小，我們就得到了原始SC-FDE。

DFT擴展OFDM的主要目的是在頻域中為多個用戶正交分配不同帶寬的靈活性。當(dāng)該波形與頻率復(fù)用相結(jié)合時，通常稱為SC-FDMA。在SC-FDMA中分配帶寬有兩種常見方式：

本地化SC-FDMA（LFDMA）：為每個用戶分配連續(xù)的子載波。這種方法的一個示例是在LTE上行鏈路數(shù)據(jù)和上行鏈路控制信道中。

交織SC-FDMA（IFDMA）：為每個用戶分配均勻分布在整個頻帶上的非連續(xù)子載波。雖然不是連續(xù)的，但是子載波之間的相等距離仍然保持IFFT輸出為單載波波形。這種方法的一個例子是在LTE的上行鏈路SRS中。

由于每個用戶分配的子載波跨越整個頻帶，與LFDMA相比，IFDMA可能實現(xiàn)更好的頻率分集。然而，根據(jù)信道的相干帶寬，在IFDMA中頻域中的信道插值可能更困難。

與SC-FDE一樣，將循環(huán)前綴添加到波形允許在接收器處簡單而明顯地實現(xiàn)頻域均衡器。M點DFT預(yù)編碼有助于在用于波形合成的N點OFDM之后保持單載波特性，從而導(dǎo)致比常規(guī)OFDM波形更低的PAPR。如果PA以較少的回退運行，則降低的PAPR可以轉(zhuǎn)換為更好的效率，盡管與其他波形相比不太理想。

SC-FDMA的另一個重要優(yōu)點是當(dāng)存在緊同步時可以提供的低載波間干擾。從數(shù)學(xué)上講，由于每個M點DFT使用的子載波集合在任何其他M點DFT的副載波處具有零，因此該載波間干擾在完全同步的情況下變?yōu)榱恪τ谄渌l域復(fù)用方案，如使用RRC濾波來分離相鄰子信道，如圖3所示，情況并不總是如此。然而，應(yīng)注意的是，與在所有QAM符號上連續(xù)內(nèi)插的RRC濾波不同，因為SC-FDMA是基于塊的波形技術(shù)，所以塊之間將存在不連續(xù)性。然而，這可以通過加權(quán)重疊和增加（WOLA：weighted-overlap-and-add ）來緩解。WOLA對排放的改進如圖8所示

圖8

圖9

Zero-Tail DFT-OFDM

零尾DFT擴展OFDM主要變化是，規(guī)則循環(huán)前綴被填充到DFT預(yù)編碼的數(shù)據(jù)輸入的零符號所取代，如圖10所示。

圖10

零尾插入具有以下優(yōu)點：

零尾的長度可以是可變的，這取決于每個用戶的信道延遲擴展和傳播延遲，而不是整個網(wǎng)絡(luò)的固定CP長度。這可能會減少一些用戶的開銷。

OOB泄漏可以由于零填充而被抑制，這平滑了相鄰符號之間的轉(zhuǎn)換。

零尾可以潛在地減少與RF波束切換相關(guān)的開銷。

當(dāng)將DFT擴頻OFDM與零尾進行比較時，零尾保護優(yōu)化似乎在鏈路性能方面略有改善。然而，在現(xiàn)實中，僅改變CP或保護以處理所有延遲擴展是不夠的，但是子載波間隔（以及因此的塊長度）也應(yīng)該被縮放以選擇性地最佳地處理延遲擴展和信道。因此，對于相同的塊大小和子載波間隔，如果考慮LTE中的CP開銷，則零尾保護優(yōu)化可能僅受益達7%。此外，將有額外的信令開銷來支持零尾增加的控制環(huán)路復(fù)雜性。

圖5和圖6將ZT DFT擴展OFDM的PAPR和EVM與其他單載波波形進行了比較。請注意，與插入的零尾相對應(yīng)的IFFT后采樣部分不是有用信號的一部分，我們將其從平均功率計算中排除。正如預(yù)期的那樣，ZT DFT擴展OFDM給出了與常規(guī)DPT擴展OFDMA波形相當(dāng)?shù)腜APR和EVM。

圖11比較了ZT DFT擴展OFDM與單載波QPSK的PSD。它比-50dB以上的單載波QPSK差，但在-50dB以下衰減更快。與上圖中的SC-FDMA相比，情況正好相反。

基于以上分析，我們可以對ZT DFT擴展OFDM總結(jié)如下：

圖11

基于OFDM的多載波波形

多載波波形通?？梢杂靡韵卤磉_式表示

圖12

盡管這看起來類似于DC-HSDPA等方案，但這里將僅考慮子載波可能與相鄰子載波具有頻率重疊，但在頻域中的完美子載波采樣時實際上為零。這種方法最常用的部署版本是OFDM，稱相關(guān)波形為基于OFDM的多載波波形。

CP-OFDM

CP-OFDM波形是現(xiàn)有寬帶無線標(biāo)準(zhǔn)（包括3GPP LTE和IEEE 802.11）中使用最廣泛的多載波波形，因為它具有許多吸引人的特性：

使用FFT/IFFT的高效實現(xiàn)

通過使用CP，在非平坦信道上直接應(yīng)用MIMO技術(shù)以實現(xiàn)高頻譜效率

非平坦信道的每個子載波的簡單FDE

為用戶動態(tài)分配帶寬

CP-OFDM波形可以通過以下方式合成為圖12的簡單特例

將原型濾波器p(n)設(shè)置為矩形脈沖

旁路b(n)

這種簡化允許使用FFT和IFFT有效地實現(xiàn)調(diào)制器和解調(diào)器。

OFDM優(yōu)于單載波方法的一個早期優(yōu)勢是頻率選擇性衰落信道中的鏈路性能下降，然而，隨著接收機設(shè)計的不斷發(fā)展，SC-FDE和相關(guān)變型甚至在引入PA非線性之前也有可能表現(xiàn)得相當(dāng)。另一個更重要的區(qū)別在于OFDM在單載波上提供的信號和用戶復(fù)用，這對于實現(xiàn)諸如MIMO空間復(fù)用之類的特性尤為重要。例如，與單載波或甚至DFT擴展OFDM相比，用于跨不同復(fù)用用戶的信道估計的導(dǎo)頻放置可以在整個OFDM時頻網(wǎng)格上更加靈活。然而，在沒有空間復(fù)用的較低頻譜效率下，單載波和DFT擴展OFDM可以更適合于來自功率受限設(shè)備的具有較低階調(diào)制（例如QPSK）的調(diào)度傳輸。

據(jù)報道，CP-OFDM波形本身的一個缺點（即沒有附加的發(fā)射處理，例如WOLA）是由于矩形原型濾波器而導(dǎo)致的頻率定位相當(dāng)差。緩慢衰減的OOB泄漏可能會對相鄰頻帶造成干擾。只要用戶之間存在頻率偏移，它也會導(dǎo)致帶內(nèi)干擾。圖14顯示了具有12個連續(xù)數(shù)據(jù)音調(diào)的CP-OFDM波形的PSD。CP長度被設(shè)置為OFDM符號長度的大約10%。PAPR如圖12所示，明顯高于單載波波形。

帶WOLA的CP-OFDM

在具有加權(quán)重疊和相加（WOLA：weighted overlap and add）的CP-OFDM中，矩形原型濾波器被兩側(cè)具有軟邊緣的脈沖代替，這導(dǎo)致頻域中更尖銳的側(cè)坡衰減。濾波器響應(yīng)開始和結(jié)束處的軟邊緣有效地提供了頻域中更好的包含原型濾波器。因此，具有WOLA的CP-OFDM是圖12的特殊情況，具有：

改進原型濾波器p(n)，使其具有比常規(guī)CP-OFDM中使用的矩形濾波器更好的頻率響應(yīng)

旁路b(n)

在實踐中，通過使用時域開窗方法，將軟邊緣添加到OFDM符號的循環(huán)擴展中，可以獲得更好的包含頻率響應(yīng)，如圖13所示。盡管邊緣進一步擴展了每個符號，但開銷仍然與CP-OFDM波形相同，因為相鄰符號在邊緣過渡區(qū)域重疊，如圖13所示。

圖13

時域中窗口（或邊緣）的形狀決定了原型濾波器的頻率響應(yīng)。在主瓣寬度和旁瓣抑制之間進行了不同的權(quán)衡。總的來說，升高的余弦邊緣似乎是一個很好的折衷方案，可以直接實現(xiàn)。

圖14說明了在發(fā)射器處帶有WOLA的CP-OFDM的PSD。請注意，OOB抑制明顯優(yōu)于CP-OFDM。具有Tx WOLA的CP-OFDM的PAPR與常規(guī)CP-OFDMA相當(dāng)，如圖21所示。

圖14

除了在發(fā)射機處應(yīng)用WOLA以減少信號的OOB泄漏之外，WOLA也可以類似地應(yīng)用于接收機以抑制其他用戶的干擾。當(dāng)用戶是異步的時，在接收器處應(yīng)用的軟邊緣有助于減少由不匹配的FFT捕獲窗口導(dǎo)致的其他用戶干擾。Rx WOLA處理如圖15所示。

圖15

為了說明使用Rx WOLA抑制異步用戶干擾的效果，將16中相鄰干擾源的OOB泄漏與隨機偏移進行了比較。在模擬中，兩個具有12個音調(diào)的用戶彼此相鄰，F(xiàn)FT捕獲窗口與期望的用戶信號對齊。在兩個用戶之間插入隨機偏移，并在1000次運行中平均干擾源的PSD。如圖16所示，當(dāng)存在Rx WOLA時，來自異步相鄰用戶的干擾明顯更高。

UFMC

與WOLA一樣，UFMC旨在減少信號的OOB泄漏。然而，盡管WOLA為此引入了升余弦原型濾波器，UFMC引入了非平凡帶通濾波器b(n)。圖17顯示了UFMC的調(diào)制器和解調(diào)器。

發(fā)射機操作如圖18所示。IFFT符號的生成方式與傳統(tǒng)CP-OFDM相同。代替CP，在IFFT符號之間引入填充有零的保護間隔（GI:guard interval），以防止由于tx濾波器延遲導(dǎo)致的ISI。最后，符號經(jīng)過tx濾波器b(n)，然后傳輸。通常，tx濾波器長度被設(shè)置為與保護間隔持續(xù)時間相同。

圖19顯示了接收器操作。由于引入了GI而不是CP，因此UFMC中沒有保留循環(huán)卷積特性。因此，接收機結(jié)構(gòu)不像CP-OFDM中那樣簡單。與丟棄CP的CP-OFDM接收機不同，UFMC接收機使用包括GI在內(nèi)的整個符號。為此，在接收機處使用2x大小，但只有2x大小FFT輸出的偶數(shù)音調(diào)用于檢測。

因此，從圖12的角度來看，UFMC可以總結(jié)如下。

在UFMC中：

原型濾波器是矩形脈沖，其后是零間隔。零間隔表示符號之間的保護間隔。矩形部分對應(yīng)于IFFT符號。

tx濾波器b(t)經(jīng)過精心設(shè)計以抑制OOB干擾。tx濾波器b(t)的濾波器抽頭通常設(shè)置為與GI長度相同。

為了抑制OOB干擾，tx濾波器必須仔細設(shè)計為僅通過指定RB的帶通濾波器。特別是，當(dāng)每個RB由相同數(shù)量的連續(xù)音調(diào)組成時，僅通過移動中心頻率就可以普遍重用相同的濾波器。圖17中的變送器顯示了最終的框圖。每個RB具有相應(yīng)的tx濾波器。因此，當(dāng)資源塊被分配給發(fā)射機時，必須并行計算并行IFFT和tx濾波操作。

圖21 針對不同調(diào)制方案的PAPR

圖22 針對不同調(diào)制方案的EVM

FCP-OFDM

一種類似于UFMC的方案是靈活的CP-OFDM（FCP-OFDM）。與UFMC的主要區(qū)別在于，整個ZP分為ZP和CP，具有靈活的分區(qū)。其動機是在多徑處理和OOB發(fā)射抑制之間提供靈活的權(quán)衡。

上圖說明了傳統(tǒng)CP-OFDM、UFMC和FCP-OFDM之間符號結(jié)構(gòu)的差異。由于FCP-OFDM和UFMC的相似性。