安森美高邊SmartFET設(shè)計(jì)為在汽車環(huán)境的典型電池電壓范圍內(nèi)工作，并顧及到了應(yīng)用電壓圍繞標(biāo)稱值的變化，如本部分后面所述。工作電壓范圍通常指定為5V-28V，但數(shù)據(jù)表中的某些特定參數(shù)可能是在更窄的范圍內(nèi)進(jìn)行表征并予以保證，例如8V-18V。保證的范圍和相應(yīng)電氣規(guī)格隨著安森美高邊SmartFET產(chǎn)品組合中的器件和技術(shù)不同而有所不同。以下是對典型電源電壓規(guī)格的說明。

圖16：器件在典型電源電壓規(guī)格范圍內(nèi)的操作

如上圖所述，在5V-28V范圍內(nèi)保證正常工作（除非產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中另有規(guī)定）。在此范圍之外，電氣性能（典型 R_DS(ON)、開關(guān)速度、電流檢測等）和預(yù)期行為（保護(hù)和診斷方面）可能偏離規(guī)格。低于欠壓閾值時(shí)，器件關(guān)斷，并以一定的遲滯重新導(dǎo)通。如本部分后面所述，控制器和FET的反向電池保護(hù)分別通過內(nèi)部箝位結(jié)構(gòu)和體二極管實(shí)現(xiàn)。典型器件的反向電池閾值為-16V（持續(xù)規(guī)定的時(shí)間間隔），低于該閾值時(shí)，預(yù)期壽命、可靠性和性能可能會受到不可逆的影響。有些器件可能采用過壓關(guān)斷特性來防止FET和控制器受到甩負(fù)載等事件期間出現(xiàn)的高壓瞬變的影響；有些器件通過內(nèi)部箝位結(jié)構(gòu)提供過壓保護(hù)，如果在此高壓區(qū)域工作，器件的壽命/性能可能會受到影響。不同器件的過壓關(guān)斷閾值可能不同。

安森美高邊SmartFET具有欠壓關(guān)斷機(jī)制，當(dāng)電源電壓降至過低而無法支持器件工作時(shí)，器件就會關(guān)斷。該特性還能防止器件標(biāo)記任何錯(cuò)誤/不符合規(guī)格的輸出或診斷信號。不同器件的欠壓閾值可能不同，典型規(guī)格在3V~4V范圍內(nèi)。欠壓關(guān)斷事件具有一個(gè)相關(guān)的遲滯，以防止因閾值附近的潛在高噪聲電源而導(dǎo)致異常開啟和關(guān)閉。

圖17：帶遲滯的欠壓關(guān)斷

在汽車環(huán)境中，這種低壓事件最有可能在車輛起動(dòng)情況下觀察到，此時(shí)電池電壓可能短暫下降到較低值，然后才上升。在“冷啟動(dòng)”的情況下，即環(huán)境溫度較低且電池電壓進(jìn)一步下降時(shí)，困難會變得更加嚴(yán)重。根據(jù)LV124關(guān)于3.5噸以下機(jī)動(dòng)車輛中電氣和電子元器件的汽車規(guī)范，冷起動(dòng)時(shí)的電源電壓軌跡如以下波形集所示。

圖18：LV124規(guī)范——冷啟動(dòng)事件期間的電池電壓軌跡

根據(jù)本規(guī)范，最差情況下的低電壓為3.2V。安森美的某些高邊器件（如 NCV84012A）符合該標(biāo)準(zhǔn)，而NCV84160等器件的欠壓關(guān)斷觸發(fā)電壓為3.5V，略高于3.2V的最小電壓規(guī)格。欠壓事件下的輸出和診斷行為如圖19所示。

有些低R_DS(ON)的較高功率SmartFET內(nèi)置了欠壓恢復(fù)延遲定時(shí)器。在短路限流等大電流導(dǎo)通情況下，當(dāng)電池電壓被（其輸出阻抗）拉低而觸發(fā)欠壓條件時(shí)，此特性有助于保護(hù)器件。一旦器件安全關(guān)斷，電流衰減，電池電壓會再次上升。若沒有該特性，器件將再次導(dǎo)通并進(jìn)入短路狀態(tài)（因?yàn)閂_BATT>V_{BATT_MIN}），使內(nèi)置散熱時(shí)間不起作用。不斷重試會給芯片帶來壓力，尤其是在大電流器件發(fā)生持續(xù)短路的情況下。整合延遲定時(shí)器可拉長重試間隔時(shí)間，讓芯片在下一次重試之前可以充分“冷卻”。圖20解釋了這一現(xiàn)象。有關(guān)欠壓延遲規(guī)格的詳細(xì)信息，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

圖19：描述欠壓期間器件行為的理想化波形集

圖20：欠壓恢復(fù)延遲

在汽車環(huán)境中，發(fā)生過壓情況主要是由于電源線上導(dǎo)通/耦合的高壓瞬變（包括交流發(fā)電機(jī)甩負(fù)載）、靜電放電 (ESD) 和用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車。在甩負(fù)載事件中，電池到交流發(fā)電機(jī)（其向電池提供充電電流）的連接開路，并且輸出電流變得不穩(wěn)定，因此連接到交流發(fā)電機(jī)的負(fù)載觀察到電源電壓顯著提高，直到交流發(fā)電機(jī)調(diào)節(jié)器作出響應(yīng)并削減驅(qū)動(dòng)電流。車輛制造商通過定義甩負(fù)載脈沖的電壓和時(shí)間周期來指定該脈沖的特性。此外，“ISO7637-2：僅沿電源線的電瞬態(tài)導(dǎo)通”等標(biāo)準(zhǔn)，還定義了特定ISO脈沖曲線和甩負(fù)載測試案例。近年來，交流發(fā)電機(jī)使用瞬態(tài)電壓抑制器導(dǎo)致了對甩負(fù)載要求的放寬，體現(xiàn)此特性的規(guī)格是“抑制甩負(fù)載”（對于12V應(yīng)用，通常在35V左右）。這使得芯片上的特征尺寸可以縮小，有利于低R_DS(ON)器件采用NCV84012A等更小封裝。在用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車的情況下，車輛電池由高電壓源——例如卡車電池或雙汽車電池（通常用于補(bǔ)償長充電線纜的線路損耗）——充電以起動(dòng)發(fā)動(dòng)機(jī)。對于用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車的情況，脈沖特性同樣由OEM定義。用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車事件的壓力比甩負(fù)載情況要小。大多數(shù)汽車負(fù)載都需要能夠承受OEM規(guī)定的這些高壓事件。安森美高邊SmartFET內(nèi)置箝位結(jié)構(gòu)，旨在保護(hù)FET和控制器免受高壓尖峰的影響。

圖21：高邊 SmartFET 中的過壓保護(hù)箝位結(jié)構(gòu)原理圖

參考圖21，漏柵功率FET有一個(gè)保護(hù)箝位，用于限制輸出端的電壓擺幅。在FET最初關(guān)斷的情況下，如果漏極端子的電壓超過齊納擊穿電壓，該保護(hù)箝位導(dǎo)通，并通過在柵源阻抗上產(chǎn)生一個(gè)電位來使FET導(dǎo)通。輸出端的負(fù)載阻抗限制流經(jīng)FET的電流。如果FET最初處于導(dǎo)通狀態(tài)，它將保持導(dǎo)通，除非器件因過壓而關(guān)斷，如典型電源電壓規(guī)格部分所述。單獨(dú)的箝位結(jié)構(gòu)將控制部分兩端的壓降限制為Z_VD，接地阻抗網(wǎng)絡(luò)通過這些箝位限制電流。邏輯輸入端的保護(hù)二極管將這些輸入箝位至比GND電位低一個(gè)二極管壓降的電壓。在高邊SmartFET中，電流檢測的保護(hù)箝位Z_Sense以供電軌為基準(zhǔn)。作為標(biāo)準(zhǔn)做法，安森美建議在電流檢測輸出端使用外部箝位，以限制微控制器輸入A/D級觀察到的電壓。此外，建議在與微控制器接口的I/O引腳上使用外部保護(hù)電阻，以防止微控制器箝位結(jié)構(gòu)電流過大。在高電壓狀態(tài)下長時(shí)間工作可能會影響器件的壽命、強(qiáng)固性和性能。

器件布局、端接和金屬布線也經(jīng)過精心設(shè)計(jì)，具有出色的瞬態(tài)高壓強(qiáng)固性。這些器件經(jīng)過標(biāo)準(zhǔn)ISO脈沖測試，提供人體模型和機(jī)器模型的最大ESD瞬態(tài)能力額定值（某些器件還提供充電器件模型額定值）。有關(guān)規(guī)格，請參考產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

當(dāng)切換電感負(fù)載時(shí)，輸出端的電壓可能會觀察到相當(dāng)大的負(fù)擺幅，這取決于器件關(guān)斷時(shí)的電流衰減速率和有效放電電感。漏柵保護(hù)箝位限制此擺幅的幅度，并將輸出電位“有源箝位”至 V_BATT-V_CLAMP，其中V_BATT是漏極電位，V_CLAMP是保護(hù)箝位的擊穿電壓。有源箝位將電流密度分布在整個(gè)FET面積上，從而減少箝位二極管遭受的應(yīng)力，并改善感應(yīng)放電期間的散熱。與背側(cè)體二極管雪崩（即擊穿）并使電感放電的情況相比，這種方法更可取。

如果漏極端子的電源連接開路，高邊SmartFET將通過禁用功率器件和控制部分進(jìn)行自我保護(hù)。在斷電事件期間，OUT和CS（電流檢測）的讀數(shù)都是“Lo”。如果在電感切換過程中電源連接開路（或者如果線束具有足夠的電感），則電流必須有一條反激路徑以供放電。該路徑將包括用于控制部分的保護(hù)二極管（Z_VD，見圖19），它受外部接地電阻限制。由于保護(hù)二極管處理電感反激能量的能力不如功率FET，因此在高能耗的情況下，高邊器件可能會受損。在這種情況下，系統(tǒng)設(shè)計(jì)應(yīng)給予適當(dāng)?shù)目紤]，例如，通過使用續(xù)流二極管來為感應(yīng)放電期間的電流提供路徑。

電源短路事件如下圖所示。

圖22：電源短路事件

上圖顯示了V_BATT線路至兩個(gè)輸出端子（OUT或CS）短路。在前一種情況下，無論輸入命令如何，負(fù)載都會導(dǎo)電。假設(shè)漏極端子嚴(yán)格連接到電池（即電池和漏極連接之間沒有電位跌落），則整個(gè)器件沒有功耗，但該事件可能會對負(fù)載造成嚴(yán)重壓力。圖23中的理想化波形集描述了典型燈泡浪涌情況下發(fā)生的瞬態(tài)OUT至V_BATT短路事件。負(fù)載電流和電壓短暫提高；V_SENSE降至零，因?yàn)樵诖似陂gFET將關(guān)斷。在圖22中，需要注意的是，電流是在負(fù)載附近測量的，并不代表OUT端子流出的電流（在V_BATT短路事件中其將為0）。

圖23：描述OUT至V_BATT短路事件的的理想化波形集

如果電池和漏極連接之間存在阻抗路徑，則源極電位（在V_BATT短路事件中）可能高于漏極，導(dǎo)致反向電流通過體二極管。這種情況雖然在汽車環(huán)境中不太可能發(fā)生，但會對器件造成很大壓力。

在V_BATT至CS短路的情況下，OUT端子和負(fù)載將正常工作，但在CS引腳將觀察到等于V_BATT的電壓，這可能會對微控制器A/D的I/O接口造成潛在壓力。如操作方法部分所述，建議始終在CS引腳處放置外部箝位，以防止該節(jié)點(diǎn)出現(xiàn)高電壓。圖24顯示了CS至V_BATT短路時(shí)OUT和Sense節(jié)點(diǎn)的行為。

圖24：描述CS至V_BATT短路事件的理想化波形集

推薦的GND電路

在涉及高邊FET的應(yīng)用中，了解并使用理想的接地網(wǎng)絡(luò)至關(guān)重要。作為標(biāo)準(zhǔn)做法，不建議將器件GND引腳直接綁定車輛或底盤GND。如本部分后面所述，在某些特定系統(tǒng)失效情況下，這會保護(hù)高邊FET。圖 25 突出顯示了典型的接地網(wǎng)絡(luò)（紅色）——電阻與（可選）二極管并聯(lián)。該電阻 a) 在發(fā)生過壓事件時(shí)限制通過保護(hù)箝位Z_VD的電流（見圖 21），b) 防止反向電池連接（反向電池連接時(shí)保護(hù)箝位正偏，見圖 26）情況下或電感反激期間電池開路情況下器件產(chǎn)生功耗。

圖25：應(yīng)用中的接地網(wǎng)絡(luò)原理圖

雖然該電阻確實(shí)能保護(hù)器件，但它也會提高GND電位，具體幅度取決于器件的工作GND電流。此電位如果足夠高，可能會改變功率FET的閾值，并限制控制部分內(nèi)模擬電路操作可用的裕量軌。因此，該電阻的選擇選擇需要權(quán)衡。高阻值意味著過壓/反向電池連接期間的限流較低，但也會顯著提高接地電位。

二極管在正常工作期間可為該電阻分流，從而幫助降低GND電位，而且二極管還能阻擋反向電壓（直至其擊穿）。但在過壓情況下，二極管無能為力。除非另有建議，否則建議將典型值1kΩ的電阻與二極管并聯(lián)使用，或者將大約150Ω的獨(dú)立電阻用作GND阻抗。關(guān)于具體器件的建議，請參考相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

當(dāng)電池端子的極性/連接翻轉(zhuǎn)時(shí)，反向電流將流過器件，如圖26所示。該模塊級原理圖還顯示了保護(hù)二極管和電阻以及反向電流的方向。功率 FET 的本征體二極管會導(dǎo)通電流I_REV，通過該二極管的功率受負(fù)載本身的限制。在控制部分，接地電流I_{GND_REV}由正偏過壓保護(hù)箝位Z_VD導(dǎo)通；I_{IN_REV}和I_{DEN_REV}通過微控制器內(nèi)部網(wǎng)絡(luò)分別導(dǎo)通至保護(hù)電阻R_IN和R_DEN。這些電流流過用于數(shù)字輸入的ESD齊納箝位，并最終加到流過Z_VD的電流上。邏輯輸入端的電阻R_IN和R_DEN限制通過ESD結(jié)構(gòu)的電流；由Z_GND表示的接地電阻限制電流，從而限制Z_VD上的功耗。反向電流I_{CS_REV}通過檢測電阻R_CS流入CS引腳，并通過正偏過壓保護(hù)二極管Z_SENSE反饋到電池的負(fù)極端子中。

圖26：電池反向期間的電流和保護(hù)

主要用于取代繼電器和保險(xiǎn)絲的低歐姆器件，如NCV84008A、NCV84004A等，具備ReverseON（反向?qū)ǎ┨匦?，?dāng)觀察到反向電池電壓時(shí)，它能使倒置配置的輸出 FET 導(dǎo)通。在反向模式下，這種操作可為體二極管分流并限制導(dǎo)通損耗，從而有助于降低器件的功耗。圖 27 突出顯示了通過 FET 而不是體二極管的導(dǎo)通路徑。此外，接地路徑中的反向電池阻斷機(jī)制可確保低GND電流（有關(guān)最大允許反向電池規(guī)格，請參考特定產(chǎn)品數(shù)據(jù)表），從而允許使用較小的外部GND電阻。

除ReverseON外，某些器件還提供InverseON（逆向?qū)ǎ┨匦?，如果源極電位超過漏極電位，體二極管導(dǎo)通的電流會再次被分流，并且會被FET導(dǎo)通超馳。當(dāng)FET的輸出觀察到應(yīng)用中的電池硬短路時(shí)，即表示發(fā)生這種情況，如電源短路部分所述。關(guān)于FET在反向電池或逆向電流導(dǎo)通的情況下提供的R_DS(ON)。

圖27：通過ReverseON實(shí)現(xiàn)反向電池保護(hù)

應(yīng)注意的是，在上述任何一種情況下，輸出級中的反向電流都不會被“阻塞”；相反，功耗通過采用 FET 導(dǎo)通和外部保護(hù)電阻來限制。某些應(yīng)用（如保險(xiǎn)絲和/或繼電器替代方案）要求電源路徑中有外部反向電池阻斷機(jī)構(gòu)，用于在反向電池連接情況下防止任何電流導(dǎo)通，以保護(hù)下游的負(fù)載。有關(guān)器件在反極性模式下的最大性能（承受的最長時(shí)間和反向電壓），參見具體產(chǎn)品的數(shù)據(jù)表。對于需要反向電流阻塞的負(fù)載，在使用這些高邊器件時(shí)必須特別小心（例如，集成反向電池阻斷電路元件）。在反向電池模式下，任何保護(hù)特性都不可用。

當(dāng)器件地線開路時(shí)，器件將關(guān)斷輸出FET和控制部分。地線開路可能發(fā)生在模塊級（模塊地線與ECU地線的連接開路），也可能發(fā)生在ECU級——包括微控制器在內(nèi)的整個(gè)ECU與底盤地線 的連接開路。在這兩種情況下，器件中的控制電路都沒有返回路徑/基準(zhǔn)電壓源可用。在ECU設(shè)計(jì)中，應(yīng)避免模塊的任何寄生GND連接。

下面的框圖顯示了這種情況。

圖28：描述地線開路情況的框圖。

負(fù)載仍然連接到底盤地線，但模塊地線開路

圖29：顯示地線開路事件中輸出電流和電壓行為的理想化波形集

圖29中的理想化波形集顯示了地線開路事件中的輸出行為。

對于未受保護(hù)的FET，如果負(fù)載的輸出至GND短路，則沒有任何手段可限制FET中的電流和功耗（電流最終受到器件跨導(dǎo)、電源的電流容量或鍵合線的最大容量限制），器件可能會受損。為了防止這種不控制的導(dǎo)通情況出現(xiàn)，安森美高邊器件配有限流器邏輯，可在短路事件期間限制器件中的最大電流。最大允許電流因器件和技術(shù)而異，可在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中查到。圖30顯示了OUT接地短路的情況——當(dāng)右側(cè)開關(guān)閉合時(shí)，OUT節(jié)點(diǎn)接地短路。器件觀察到漏極-源極上的V_BATT電位差（忽略任何寄生線路電阻和短路電阻）。

圖30：接地短路事件

通常，此最大電流I_LIM根據(jù)器件的熱容量（如尺寸、有效硅面積、封裝等）及其預(yù)期應(yīng)用來決定。例如，如果預(yù)期應(yīng)用是以高浪涌電流驅(qū)動(dòng)燈泡負(fù)載，則I_LIM必須相應(yīng)地設(shè)置，以確保燈泡在要求的時(shí)間內(nèi)亮起。有關(guān)驅(qū)動(dòng)燈泡負(fù)載的更多信息，參見燈泡負(fù)載部分。

如果GND短路的情況持續(xù)存在，即使電流有限，芯片溫度最終也會上升。為了避免高溫度梯度，安森美高邊FET采用基于差分和絕對溫度檢測的重啟策略（參見溫度/功率限制部分以了解有關(guān)溫度檢測的更多信息）。下面的一組理想化波形顯示了短路事件中的示例性輸出電流行為：

圖31：描述具有“折返”特性的限流行為的理想化波形集

當(dāng)器件接通進(jìn)入短路狀況時(shí)，電流被限制在I_{LIMSC_1}（亦稱為 I_{LIM_Hi}）。當(dāng)差分溫度擺幅達(dá)到其閾值時(shí)（參見溫度/功率限制部分），功率FET關(guān)斷，并以一定的遲滯再次導(dǎo)通。器件持續(xù)導(dǎo)通和關(guān)斷，最大飽和電流為I_{LIMSC_1}，直至芯片的絕對溫度達(dá)到最大限值，此后輸出電流“折返”到較低值I_{LIMSC_2}以限制功耗，從而限制高結(jié)溫下的溫升。導(dǎo)通時(shí)間t₁和t₂分別取決于差分和絕對熱關(guān)斷閾值（絕對和差分溫度限值的閾值在產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中定義和規(guī)定）；關(guān)斷時(shí)間t₃和t₄取決于其相應(yīng)的遲滯。此外，散熱和熱環(huán)境也會影響這些時(shí)間尺度。隨著器件變熱，控制熱關(guān)斷的電路也會觀察到溫度升高，這可能導(dǎo)致在這些時(shí)間間隔達(dá)到其穩(wěn)態(tài)值之前有一個(gè)時(shí)間延遲。

并非所有安森美高邊器件都有電流折返特性（詳情請參考具體產(chǎn)品數(shù)據(jù)表）。某些器件在絕對熱關(guān)斷閾值之后定義了一個(gè)無折返的穩(wěn)定RMS電流。這種行為如圖32所示。

圖32：描述無“折返”特性的限流行為的理想化波形集

大多數(shù)安森美高邊FET的限流電路具有略呈負(fù)值的隨溫度變化系數(shù)，以避免電流的再生性增加，確保器件安全。一旦結(jié)溫達(dá)到絕對熱關(guān)斷限值，ILIM 脈沖的峰值和占空比最終會穩(wěn)定下來，產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)RMS電流（產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中有定義）。應(yīng)注意的是，I_LIM還取決于電池電壓（這種情況下為漏源電壓），并且通常根據(jù)典型電池電壓或電壓范圍進(jìn)行指定。一些器件（如NCV84012A）在高漏源電壓下可能還有I_LIM滾降，以降低器件在這些高電壓下的功耗。在“軟短路”情況下，即輸出導(dǎo)通路徑中的電阻（包括短路電阻）足夠高，使得輸出電流未達(dá)到最大限值I_{LIM_SC1}時(shí)，差分和絕對熱關(guān)斷及切換形式的熱保護(hù)仍然可用。

除了圖31和圖32所示的兩種限流原理之外，有些器件（如 NCV84012A）可能集成了基于峰值電流檢測的關(guān)斷功能，以應(yīng)對GND短路的情況。設(shè)計(jì)方法如圖33所示，當(dāng)漏極電流超過內(nèi)部限流閾值時(shí)，器件關(guān)閉輸出級，從而避免較高功耗，就像由熱關(guān)斷控制的線性電流限值一樣。

圖33：描述基于峰值檢測的限流的理想化波形集

對于依靠眾多技術(shù)實(shí)現(xiàn)高電流限值的器件，這種設(shè)計(jì)方案是必不可少的，因?yàn)楦吖模ň€性電流限值）可能對芯片有害，需要由基于精確峰值的關(guān)斷和基于定時(shí)器的重啟來控制，而不是調(diào)節(jié)電流?！袄鋮s”定時(shí)器t_{cool_down}在控制邏輯中定義，基于對該技術(shù)執(zhí)行的安全工作區(qū)域測量。這些器件中的大多數(shù)還采用基于高V_DS（如在“硬”短路的情況下）和/或高V_D（如在用跨接引線發(fā)動(dòng)汽車的情況下）的限流折返。此外，如果芯片上的絕對或差分溫度在不斷重試過程中上升，則由熱傳感器強(qiáng)制實(shí)施的更長冷卻時(shí)間（這將下一部分中闡釋）占上風(fēng)。大多數(shù)具備此特性的器件還有調(diào)整電流閾值和相關(guān)定時(shí)器的能力，從而提供更大的設(shè)計(jì)靈活性和更低的器件間變異性。有關(guān)這些定時(shí)器規(guī)格、峰值檢測閾值和測量峰值容差的說明，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

關(guān)于繼電器和保險(xiǎn)絲替代方案，基于峰值檢測的限流是設(shè)計(jì)的優(yōu)先選擇，它在短路事件中提供受控響應(yīng)，并避免負(fù)載功耗過高。另一方面，照明或切換容性負(fù)載等應(yīng)用需要持續(xù)一段時(shí)間的穩(wěn)定電流以管理浪涌。這種權(quán)衡常常通過調(diào)整與器件要驅(qū)動(dòng)的負(fù)載相關(guān)的峰值電流閾值和冷卻定時(shí)器（使用微調(diào)單元）來處理。

快速準(zhǔn)確的溫度檢測有助于在過載和/或高功耗事件（如OUT至GND短路）中保護(hù)安森美高邊FET。超過器件熱容量是應(yīng)用中最有可能的失效模式之一，因此需要采用控制元件，當(dāng)結(jié)溫達(dá)到給定閾值時(shí)，控制元件可以檢測溫度并關(guān)斷器件。這種機(jī)制被稱為“絕對熱關(guān)斷”，或簡稱為TSD（熱關(guān)斷）。安森美高邊FET的典型熱關(guān)斷閾值約為175℃，除非產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中另有規(guī)定。在芯片“冷卻”到較低溫度后，器件重新導(dǎo)通。熱關(guān)斷具有與導(dǎo)通相關(guān)的遲滯，以避免器件在閾值附近不斷熱切換。有效TSD設(shè)計(jì)通常要克服許多挑戰(zhàn)：考慮到布局約束，應(yīng)該在芯片上何處檢測溫度；為了產(chǎn)生一個(gè)隨溫度變化最小的參考電路，器件關(guān)斷的理想跳變點(diǎn)和遲滯應(yīng)該是多少，等等。

雖然絕對熱關(guān)斷在高功耗事件中可消除有害損壞，但它不能阻止器件在這些事件期間觀察到溫度梯度，這種效應(yīng)可能嚴(yán)重影響器件的壽命、性能和強(qiáng)固性。例如，考慮冷燈泡浪涌電流的情況，環(huán)境溫度很低，燈絲需要充分加熱，高浪涌電流通過器件導(dǎo)通，導(dǎo)致芯片溫度升高。在一個(gè)假設(shè)示例中，器件環(huán)境溫度為-40°C，絕對熱關(guān)斷將發(fā)生在約175°C，器件將觀察到超過200°C的熱梯度，這可能會使器件承受壓力，多次發(fā)生此類事件會顯著縮短器件壽命。在某些情況下，這些熱瞬態(tài)會導(dǎo)致熱機(jī)械過度應(yīng)變，進(jìn)而造成機(jī)械損壞，如芯片裂紋或分層。為防止出現(xiàn)這種情況，器件采用差分或差值溫度檢測和關(guān)斷 (DTSD) 機(jī)制來檢測最高和最低芯片溫度之間的差值，如圖34所示。

圖34：絕對和差分溫度檢測

有兩個(gè)檢測元件，一個(gè)靠近功率FET的中心放置（通常觀察最高溫度），另一個(gè)靠近功率FET的外圍放置。由于熱波傳播存在時(shí)間延遲，因此兩個(gè)傳感器檢測到的溫度總會有一些差異，中心傳感器讀取的溫度會更高。如果溫差超過設(shè)定閾值，器件將關(guān)斷，并以一定的遲滯重新導(dǎo)通。圖31描繪了模擬上述熱行為的示例性波形。檢測到的電壓與（熱）穩(wěn)定基準(zhǔn)電壓V_{ref_Tjmax}和V_{ref_deltaTj}進(jìn)行比較，輸出發(fā)送至最終決定是否關(guān)斷 FET的模塊。

這種差分熱切換的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是對重復(fù)短路性能 (RSC) 的潛在改進(jìn)。美國汽車電子協(xié)會標(biāo)準(zhǔn) AEC-Q100-012 詳細(xì)介紹了智能功率器件的短路可靠性特性。在最壞情況下，器件切換一個(gè)代表汽車環(huán)境中短路的阻抗網(wǎng)絡(luò)，性能按照A到O的等級量化。更好的性能意味著更多數(shù)量的脈沖在給定的測試和外部激勵(lì)條件下存活下來。由于DTSD，每次重試觀察到的熱瞬變的程度會衰減，器件可以承受更多這樣的短路脈沖，即觀察到器件壽命和強(qiáng)固性得到改進(jìn)。下一部分將進(jìn)一步闡明重試策略。某些安森美高邊SmartFET還配有“備用”溫度傳感器，其布置在控制部分的，用以保護(hù)器件免受災(zāi)難性故障的影響。

對于芯片尺寸較小的SmartFET，快速熱響應(yīng)對于確保芯片能夠承受瞬態(tài)高功耗是不可或缺的。峰值電流檢測一般是為滿足浪涌要求而設(shè)計(jì)，但在某些情況下可能不足以保護(hù)器件。在短路阻抗非常小且可能出現(xiàn)高漏源電壓的情況下，峰值電流檢測對芯片經(jīng)受的極端熱瞬變的響應(yīng)速度可能不夠快。在這種情況下，DTSD將接管并確保熱瞬變不超過器件的能力。此外，在高溫下發(fā)生短路事件時(shí)，快速的絕對熱關(guān)斷保護(hù)會起作用。在該事件，熱傳感器需要在達(dá)到規(guī)定峰值之前安全關(guān)斷器件。這就要求檢測和傳播延遲針對幾十微秒的響應(yīng)時(shí)間進(jìn)行優(yōu)化。配電等應(yīng)用通常在較高結(jié)溫下運(yùn)行，除了快速熱響應(yīng)之外，還需要較高的熱關(guān)斷閾值。

圖35中的理想化波形集顯示了高邊器件在OUT至GND短路情況下的熱響應(yīng)與輸出電流的關(guān)系。此波形集實(shí)質(zhì)上是將溫度曲線添加到上一部分闡述的示例中。

圖35：描述OUT至GND短路事件中溫度軌跡的理想化波形

在第一脈沖開始時(shí)，沒有功耗，峰值結(jié)溫等于外圍或環(huán)境溫度。當(dāng)電流上升至最大限值I_{LIM_SC1}時(shí)，溫度隨之上升，芯片中心處的溫升更為顯著。當(dāng)兩個(gè)溫度之差ΔT_J超過規(guī)定限值（安森美高邊器件通常為60°C，除非另有規(guī)定）時(shí)，功率FET關(guān)斷，直到器件降溫ΔT_{J_RST}，然后用另一個(gè)I_{LIM_SC1}脈沖重啟。芯片邊緣的溫度隨著每個(gè)重試周期的進(jìn)行而升高，如波形所示。一旦峰值結(jié)溫達(dá)到絕對熱關(guān)斷限值T_TSD，器件便以遲滯T_{TSD_HYS}導(dǎo)通和關(guān)斷。如OUT至GND短路——限流部分所述，并非全部安森美高邊FET都有電流折返，此處顯示的波形只是舉例說明。

導(dǎo)通時(shí)間和遲滯的選擇需要權(quán)衡芯片觀察到的最大溫度瞬變（重試周期宜較短以避免溫度波動(dòng)大）和器件在給定時(shí)間內(nèi)開啟燈泡的能力（重試周期宜較長，從而以最少的重試次數(shù)提供所需的燈泡浪涌電流）。

與熱控制重試策略相反，具有峰值檢測電流限值的器件采用如前所述的基于固定定時(shí)器的重試策略。重試次數(shù)可以是不確定的，也可以通過計(jì)數(shù)器（如在NCV84012A中）在內(nèi)部加以限制。圖 36 顯示了基于定時(shí)器計(jì)數(shù)器的重試策略情況下的理想化波形集。一旦檢測到限流峰值，器件便安全關(guān)斷，計(jì)數(shù)器遞增。相應(yīng)產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中指定了兩個(gè)參數(shù)：n_COUNT和r_COUNT。第一個(gè)n_COUNT重試的時(shí)間間隔相對較近（意味著t_{cool_down}auto-retry），以為容性負(fù)載提供所需的浪涌電流。經(jīng)過n_COUNT重試之后，如果仍未檢測到電流限值，則短路被歸類為持續(xù)存在，重試的時(shí)間間隔將更長，以防止重試造成過大壓力。一旦計(jì)數(shù)器遞增到n_COUNT+r_COUNT，輸出級便被“閂鎖”和禁用，直到滿足其中一個(gè)計(jì)數(shù)器的復(fù)位條件。圖36描繪了基于使能的計(jì)數(shù)器復(fù)位方法，如果從外部禁用器件并持續(xù)t>t_EN(Rst)（時(shí)序規(guī)格參見數(shù)據(jù)表），則故障計(jì)數(shù)器復(fù)位。具體器件可能還有其他特定的復(fù)位條件，這些已在相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中詳細(xì)說明。雖然此圖以短路限流為例，但同樣的原理也適用于熱關(guān)斷和/或差分熱關(guān)斷情況下的重試。在基于定時(shí)器-計(jì)數(shù)器重試的器件中，時(shí)間t_{cool_down}由（通常更長的）熱遲滯驅(qū)動(dòng)的關(guān)斷時(shí)間取代。此外，計(jì)數(shù)器也在兩種保護(hù)方案之間復(fù)用。這意味著計(jì)數(shù)器值不會被覆寫，因?yàn)閮煞N保護(hù)機(jī)制可互換地控制輸出級。

圖36：描述基于定時(shí)器-計(jì)數(shù)器的短路重試策略的理想化波形集

基于本文中關(guān)于繼電器和保險(xiǎn)絲替代方案的討論，此類應(yīng)用中的短路事件不需要器件重試——短路情況下的連續(xù)重試對于通過該智能保險(xiǎn)絲連接到車輛網(wǎng)絡(luò)中的負(fù)載而言可能是災(zāi)難性的。重試次數(shù)可通過內(nèi)部微調(diào)單元進(jìn)行調(diào)整，這簡化了安森美SmartFET中的重試策略的設(shè)計(jì)方法；生產(chǎn)中可將n_COUNT和r_COUNT分別調(diào)整為“1”和“0”，以適應(yīng)保險(xiǎn)絲替代方案。

如果GND短路事件中的重試次數(shù)不受內(nèi)部限制，例如像圖 36 那樣，建議應(yīng)用中的微控制器從外部對其進(jìn)行限制。器件的重復(fù)切換會影響長期可靠性和壽命。雖然允許的重試次數(shù)沒有上限，但如果特別請求，我們可以根據(jù)應(yīng)用特定的Coffin-Manson分析提供一些估計(jì)值。對于某些應(yīng)用，經(jīng)過給定的點(diǎn)火循環(huán)次數(shù)之后，如果短路持續(xù)存在，微控制器會永久禁用負(fù)載。