40V~400V非隔離型高端電流檢測(cè)方案

今天在群里看到了一張圖，是TI的一個(gè)40V~400V非隔離型的高端電流檢測(cè)方案的一個(gè)原理框圖，這個(gè)圖里，比較有意思的一點(diǎn)就是巧妙的利用了穩(wěn)壓二極管改變了運(yùn)算放大器的共模輸入電壓范圍 。主要使用了一個(gè)OPA333，一個(gè)高壓PMOS，還有一個(gè)INA226。

原理：

由于存在 負(fù)反饋 ，運(yùn)算放大器虛短和虛斷成立，由于“虛短”，所以Vp等于Vn。且 由于“虛斷” ，幾乎沒(méi)有電流流進(jìn)同相輸入端和反相輸入端，所以說(shuō)Vp=V2成立 。又由于“虛短”，所以說(shuō) Vn=Vp=V2 ，所以說(shuō) R1兩端的電壓就等于V1-V2(圖中的Vsense)也就是等于電流采樣電阻Rsense上的電壓。又由于MOS屬于壓控型器件，幾乎不會(huì)有電流從柵極流入到電阻R2上，所以說(shuō)，加在R2上的電壓就等于R2*(Vsense/R1) 。由于R2和R1取值相等，所以VR2=Vsense。電流路徑如下所示：

穩(wěn)壓二極管鉗位，改變共模輸入范圍 ，這個(gè)是比較值得學(xué)習(xí)借鑒的地方。 OPA333的共模輸入范圍是(V-)-0.1V到(V+)+0.1V，比如說(shuō)如果5V單電源供電的條件下， OPA233能處理的信號(hào)電壓范圍是-0.1V~5.1V，所以說(shuō)如果我們使用5V單電源給OPA333供電的話，是處理不了上圖的電流檢測(cè)的，因?yàn)樯蠄D的檢測(cè)電壓Vsense上的共模電壓實(shí)在是太大了。

然而如果在運(yùn)算放大器供電的地方嵌入一個(gè)穩(wěn)壓二極管，那么OPA333的 供電電壓就變了，變?yōu)榱?00V和394.9V 。隨之，共模輸入電壓范圍也就改變了，變?yōu)榱?94.8V~400.1V ，而這個(gè)改變也正 恰恰是高端電流檢測(cè)所需要的 。如下圖：

然后再將這個(gè)電流轉(zhuǎn)化到R2上，給INA226檢測(cè)，是很巧妙的設(shè)計(jì)。

選型及PCB設(shè)計(jì)

那么這個(gè)Rz該如何取值呢?Rz的取值和兩個(gè)參數(shù)相關(guān)，第一個(gè)是穩(wěn)壓二極管的Izt(在≥Izt的時(shí)候穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值才準(zhǔn)確)。第二個(gè)是運(yùn)算放大器的靜態(tài)電流Iq (因?yàn)镸OS為壓控型器件，運(yùn)算放大器幾乎不會(huì)提供電流在MOS的Cgs充滿電后)。

TI的設(shè)計(jì)是這樣的，采用了低功耗的穩(wěn)壓二極管MMSZ4689T1(為防止電阻上的功耗過(guò)大)， Izt為50uA，即在50uA的電流下，可以保持穩(wěn)壓5.1V。

運(yùn)算放大器 OPA333的最大靜態(tài)電流Iq為25uA 。

所以RZ的取值公式為：

公式計(jì)算Rz的取值要小于5.26MΩ，TI 取了兩個(gè)1.2MΩ的電阻串聯(lián)，以減小單顆電阻的功率 。

我們看下TI的官方設(shè)計(jì)原理圖：

關(guān)于 PMOS的選型 ，有兩點(diǎn)要考慮。第一點(diǎn)，就是PMOS的 耐壓值，肯定是要超過(guò)400V的，TI選擇了一顆力特的IXTT16P60P，最大耐壓為600V。

第二點(diǎn)就是 MOS的功耗 ( 由于MOS工作在線性區(qū)，所以MOS的功耗一定不可小覷)，假設(shè)流過(guò)MOS的電流為8mA，由于MOS兩端的電壓差很大很大，所以功耗會(huì)很夸張，所以要 選擇大封裝的，并且PCB上做好散熱 ：

PCB設(shè)計(jì)需要注意高壓區(qū)和低壓區(qū)的布局，不要高低壓布局在一起。

采樣電阻部分，走線盡量如下，以便減少走線引入的誤差。