安森美發(fā)布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET—M3S

安森美(onsemi)發(fā)布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET，命名為M3S，其中S代表開關(guān)。M3S 系列專注于提高開關(guān)性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定電阻RSP (即RDS(ON)*Area) ，還針對工業(yè)電源系統(tǒng)中的高功率應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化，如太陽能逆變器、ESS、UPS 和電動汽車充電樁等。幫助開發(fā)者提高開關(guān)頻率和系統(tǒng)效率。本應(yīng)用筆記將描述M3S的一些關(guān)鍵特性，與第一代相比的顯著性能提升，以及一些實用設(shè)計技巧。本文為第一部分，將重點介紹M3S的一些關(guān)鍵特性以及與第一代相比的顯著性能提升。

碳化硅功率器件在提高效率或增加功率密度方面不斷迭代，大量應(yīng)用在能源基礎(chǔ)設(shè)施領(lǐng)域，包括太陽能、UPS、儲能和電動汽車充電系統(tǒng)等。較低的開關(guān)損耗能夠?qū)崿F(xiàn)更高的效率，減少散熱，并提高開關(guān)頻率,縮小無源元件尺寸。這些優(yōu)勢足以證明碳化硅功率器件較高的成本是物有所值。

安森美已經(jīng)發(fā)布了第一代1200V碳化硅MOSFET產(chǎn)品，命名為SC1，如表1所示，產(chǎn)品線覆蓋20mΩ到160mΩ。盡管與工業(yè)電源系統(tǒng)1200V開關(guān)中的傳統(tǒng)解決方案IGBT相比，SC1的性能實現(xiàn)了大幅提升，但它針對的是通用領(lǐng)域，設(shè)計參數(shù)折中，沒有特別針對某個領(lǐng)域。一些工程師在產(chǎn)品設(shè)計時，希望選擇更針對他們應(yīng)用領(lǐng)域的特定產(chǎn)品。

安森美第二代1200V碳化硅MOSFET分為兩種核心技術(shù)，一種是T設(shè)計，另一種是S設(shè)計。T設(shè)計主要針對逆變器，因此需要更低的RDS(ON)和更好的短路能力，而不是更快的開關(guān)速度。S設(shè)計對高開關(guān)性能進(jìn)行了優(yōu)化，因此設(shè)計具有較低的QG(TOT) 和較高的di/dt和dv/dt，從而降低開關(guān)損耗。M3S產(chǎn)品分為13/22/30/40/70mΩ，適配TO247?3L/4L和D2PAK?7L分立封裝。

表1. 分立封裝中的1200V碳化硅MOSFET(工業(yè)級為'T'，車規(guī)級為'V'，AEC?Q101)

M3S(第二代)對比SC1(第一代)的主要特征

本節(jié)介紹與第一代(NTH4L020N120SC1、1200 V/20 m、TO247?4L)相比，第二代(NTH4L022N120M3S、1200 V/22 m、TO247?4L)的主要特性。測試使用標(biāo)準(zhǔn)樣品在同一試驗臺下，使用相同參數(shù)進(jìn)行的。

RDS(ON)，溫度系數(shù)

導(dǎo)通電阻RDS(ON)是系統(tǒng)性能的關(guān)鍵參數(shù)。RDS(ON)越低，導(dǎo)通損耗就越低。而且溫度系數(shù)也很重要，因為器件在運(yùn)行后會發(fā)熱，系統(tǒng)中的實際導(dǎo)通損耗是指高溫下的RDS(ON)。

MOSFET的RDS(ON)主要由三個部分組成：溝道電阻、JFET區(qū)電阻和漂移區(qū)電阻。溝道電阻具有負(fù)溫度系數(shù)（NTC），其他電阻具有正溫度系數(shù)（PTC）。RDS(ON)的整體溫度系數(shù)特性由這些電阻的組成決定并主導(dǎo)。

在圖1中，NTH4L020N120SC1的RDS(ON)在150°C時比在室溫約25°C時增加了31%，而 NTH4L022N120M3S在相同條件下增加了74%。該結(jié)果表明SC1在同樣條件下很大程度上受溝道電阻影響。當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載變重時，高溫下的增加越少，導(dǎo)通損耗就越低。僅就導(dǎo)通損耗而言，SC1可能優(yōu)于M3S。然而，由于在高開關(guān)頻率下運(yùn)行的應(yīng)用中，導(dǎo)通在損耗中的比例相對較低，所以在應(yīng)用中這并不占優(yōu)勢。事實上，受溝道電阻的影響，與第二代相比，SC1需要更高的正柵極偏置（VGS）才能完全導(dǎo)通，這就需要在驅(qū)動電路上進(jìn)行額外的設(shè)計。因此，M3S更適合快速的開關(guān)應(yīng)用。

圖 1. 歸一化 RDS(ON)與溫度的關(guān)系

VGS(TH)，溫度依賴性

閾值電壓VGS(TH)是使源極和漏極之間形成溝道的最小柵極偏置。具有負(fù)溫度系數(shù)。在相同的技術(shù)下，具有較低VGS(TH)也會具有較低的RSP，但降低VGS(TH)存在障礙。較低的VGS(TH)抗噪性較差，會通過米勒電容產(chǎn)生的dv/dt引起電流尖峰，通過共源電感上的di/dt引起電壓尖峰，導(dǎo)致寄生電感和電容之間的諧振。這會使電路和PCB布局設(shè)計變得復(fù)雜。

在圖2中，M3S顯示出與SC1相同的VGS(TH)溫度依賴趨勢，并在與標(biāo)準(zhǔn)樣本的實際測量中，高溫下的VGS(TH)略高，盡管數(shù)據(jù)手冊中的典型VGS(TH)分別為2.72V和2.70V，但這表明M3S即使在VGS(TH)相似的水平下也實現(xiàn)了更好的RSP性能。NTH4L022N120M3S在數(shù)據(jù)手冊中的最小值VGS(TH)高0.2V，2.04V對比1.8V，可以降低噪聲干擾。

圖 2. 閾值電壓與溫度的關(guān)系

VGS(OP)，推薦工作柵極電壓

推薦的工作柵極驅(qū)動電壓，是通過考慮性能（如 RDS（ON）、開關(guān)損耗（EON、EOFF）、體二極管的正向壓降（VF）及其反向恢復(fù)損耗（EREC））和可靠性，特別是柵極氧化層質(zhì)量來確定的。

如表2所示，M3S推薦使用-3V作為負(fù)柵極偏置供電電壓，18V作為正柵極偏置，而 SC1對應(yīng)的電壓為-5V/20V。SC1需要更高電壓的原因是對通道的控制不如M3S。較高的VGS（OP）也需要在VGS中有更高的最大額定值，以保證足夠的設(shè)計余量，從而導(dǎo)致柵極氧化層厚度增加，降低了通道遷移率和跨導(dǎo)，減慢了開關(guān)速度。

此VGS（OP）是推薦值，并非唯一可用的值?？梢栽谧畲骎GS 范圍內(nèi)根據(jù)每個系統(tǒng)的要求進(jìn)行選擇。適當(dāng)?shù)腣GS（OP）選擇在“如何選擇合適的VGS（OP）”部分中進(jìn)行詳細(xì)描述。

表 2. 1200V碳化硅MOSFET的柵源電壓

QG(TOT)，總柵極電荷

總柵極電荷指MOSFET導(dǎo)通或關(guān)斷瞬態(tài)過程中所需的電荷量。電荷量是電流乘以時間（Q=I*t）。這意味著更高的QG(TOT)需要在相同時間內(nèi)提供更高的柵極驅(qū)動電流，或者在相同柵極電流下需要更長的時間來進(jìn)行柵極驅(qū)動，這需要柵極驅(qū)動電路具有更高的驅(qū)動能力。

給定條件下，NTH4L022N120M3S的電荷量為135nC，并且RDS(ON)*QG(TOT)的FOM（Figure of Merit，品質(zhì)因數(shù)）因子比NTH4L020N120SC1降低了44%，這意味著在相同的RDS(ON)器件中，只需要56%的柵極電荷進(jìn)行開關(guān)。由于這一特性，可以減輕柵極驅(qū)動的負(fù)擔(dān)，對柵極驅(qū)動器的灌電流和拉電流能力要求更低，更便于并聯(lián)操作。

圖 3. 總柵極電荷

EOSS，在COSS中存儲能量

MOSFET在節(jié)點間必然存在寄生電容，柵極和源極之間的CGS、柵極和漏極之間的CGD、漏極和源極之間的CDS。在瞬態(tài)響應(yīng)期間，這些電容需要充電和放電，這限制了電壓斜率dv/dt。較大的輸出電容（COSS=CGD+CDS）需要更長的時間和更大的能量來進(jìn)行充電和放電。在硬開關(guān)場景中，如果再次放電時沒有回收到其他存儲組件中，COSS中充電后存儲的能量將通過MOSFET的通道或其他寄生電阻耗散。EOSS的損耗包含在器件的開關(guān)損耗中，與高電流下的開關(guān)損耗相比，這種電容性損耗在低電流下看起來并不大，比如系統(tǒng)輕負(fù)載場景。由于EOSS取決于漏源電壓，而不是電流，因此成為輕負(fù)載時效率的關(guān)鍵損耗。更大的EOSS 對磁化電感的選擇要求更高，會使軟開關(guān)應(yīng)用的設(shè)計變得困難。

圖4顯示M3S的EOSS要低得多。在RDS(ON)*EOSS的品質(zhì)因數(shù)圖中，M3S比SC1減少了44%，因此能在系統(tǒng)輕負(fù)載時提供更高的效率，并便于變壓器和電感部分的設(shè)計。

圖 4. EOSS，COSS 中的儲存能量

外部碳化硅SBD的電感硬開關(guān)特性

導(dǎo)通和開關(guān)損耗（EON、EOFF）是系統(tǒng)效率中的非常關(guān)鍵的參數(shù)。特別是對于高開關(guān)頻率拓?fù)涞膽?yīng)用，要實現(xiàn)高效率，那么降低開關(guān)損耗比降低導(dǎo)通損耗更重要。更好的開關(guān)性能可以提高開關(guān)頻率，有助于減小電感器、變壓器和電容器等能量存儲元件的尺寸，從而減小系統(tǒng)的體積。

開關(guān)損耗可以在雙脈沖測試電路中測量?；鹃_關(guān)波形如圖5(a)所示。損耗的開關(guān)周期定義為：EON從柵極增加的10%到VDS=0V，EOFF從柵極下降的90%到ID=0A。開關(guān)條件為 VDS=800V，VGS=?3V/18V，RG=4.7Ω，25°C。續(xù)流二極管用作碳化硅SBD（肖特基勢壘二極管），型號為FFSH30120A，對EON沒有反向恢復(fù)電荷影響，只有電容損耗影響EON。產(chǎn)品封裝為TO247-4L，提供開爾文源極連接，消除了柵極驅(qū)動回路中共源寄生電感的影響。門極驅(qū)動IC采用14A灌電流和拉電流能力，預(yù)留空間足夠大，因此開關(guān)不受門極驅(qū)動的限制。雙脈沖測試電路的寄生回路電感從直流鏈路正極(+)到地測量值為30nH。

圖5(b)顯示在給定條件下，NTH4L022N120M3S實現(xiàn)了開關(guān)性能的大幅提升，EOFF降低了40%，EON降低了20-30%，總開關(guān)損耗比NTH4L020N120SC1降低了34%。在高開關(guān)頻率的應(yīng)用中，將消除在“RDS(ON)溫度系數(shù)”部分中描述的較高RDS(ON)溫度系數(shù)的缺點。M3S在這類應(yīng)用中進(jìn)行了一系列優(yōu)化。

由于電容不是獨(dú)立于溫度的，并且碳化硅SBD只有電容損耗，隨著溫度的升高，開關(guān)損耗不會顯著增加，但可能會因測量誤差，外部電阻器和驅(qū)動芯片等發(fā)熱引起的第三方因素而增加幾個百分點。

（a）理論電感開關(guān)波形

（b）@ VDS = 800 V, VGS = -3 V/18 V, RG = 4.7 Ω, 25°C, Lσ = 30 nH 時的電感開關(guān)損耗與漏電流

圖 5. 電感開關(guān)損耗

體二極管特性

安森美碳化硅MOSFET也具有與硅MOSFET類似的pn結(jié)本征雙極體二極管。由于材料的寬帶隙特性，碳化硅MOSFET的正向電壓相對高于硅MOSFET，因為pn結(jié)的內(nèi)置電壓更高。一般來說，IGBT芯片在封裝內(nèi)有一個額外的獨(dú)立二極管，稱為共封裝或反并聯(lián)，IGBT是單向器件，除非它是反向?qū)↖GBT技術(shù)。因此，IGBT在共封裝二極管的選擇上有更多的選擇，如低VF 二極管、快速恢復(fù)二極管或碳化硅SBD。無論是體二極管還是共封裝二極管，都需要用于從相反的直流輸入連接旁路反向電壓，或在軟開關(guān)應(yīng)用中用于ZVS，或在橋式拓?fù)渲械挠查_關(guān)中作為續(xù)流二極管，這需要更快的反向恢復(fù)以提高系統(tǒng)效率。

圖6顯示了推薦的-3V負(fù)偏置下的漏電流的正向電壓特性，稱為第三象限特性。與硅 PIN二極管約1.5~3V和碳化硅SBD約1.5V相比，NTH4L020N120SC1在40A和25°C時的VF相對較高，為3.8V，NTH4L022N120M3S為4.5V。對于二極管導(dǎo)通損耗至關(guān)重要的情況下，需要采用正柵偏壓如18V的SR（同步整流器）模式操作，這是降低導(dǎo)通損耗的最有效方法，通過反向?qū)娏鲝脑礃O到漏極，其中壓降隨RDS(ON) 變化而變化。否則，將需要額外的二極管實現(xiàn)。

圖 6. 體二極管正向電壓

與大多數(shù)載流子器件如碳化硅肖特基勢壘二極管不同，碳化硅MOSFET的體二極管通過PIN二極管結(jié)構(gòu)中的少數(shù)載流子注入而具有反向恢復(fù)電荷（QRR），注入到輕摻雜漂移區(qū)的少數(shù)載流子需要時間釋放，稱為反向恢復(fù)時間（tRR）。在釋放電荷期間，二極管會消耗損耗，稱為反向恢復(fù)損耗（EREC）。由于注入的少數(shù)載流子更多，復(fù)合壽命更長，隨著溫度的升高會增加。圖7顯示NTH4L022N120M3S比NTH4L020N120SC1具有更快的恢復(fù)時間和更低的恢復(fù)電荷，提高了約40%~50%。即使在VF較高的情況下，M3S由于具備卓越的反向恢復(fù)特性，在體二極管與有源開關(guān)換向的橋式拓?fù)渲幸材芴峁└玫男阅?，特別是對于高頻應(yīng)用。

圖 7. 體二極管的反向恢復(fù)

自體二極管的導(dǎo)通開關(guān)性能，EON(BD)

在橋式拓?fù)渲校w二極管與有源開關(guān)換向。在反向恢復(fù)期間，電橋短路并產(chǎn)生直通電流Ipeak如圖 5 (b) 所示，這使得EON變大。較高的QRR和較長的tRR會導(dǎo)致較高的Ipeak，從而導(dǎo)致電橋拓?fù)渲械腅ON較高。

圖8是在同一雙脈沖測試臺上，在指定條件下，自體二極管的導(dǎo)通開關(guān)損耗 (EON(BD))的結(jié)果。NTH4L022N120M3S的EON(BD)比NTH4L020N120SC1低45%。這個值碳化硅SBD增加了30%，這意味著QRR對EON損耗的影響。

從VF、QRR和EON(BD)的結(jié)果可以看出，M3S的體二極管是針對高頻應(yīng)用設(shè)計的，并且隨著開關(guān)頻率的增加而更具優(yōu)勢。

圖 8. 體二極管的導(dǎo)通開關(guān)損耗 @VDD = 800 V，VGS = ?3 / 18 V，RG = 4.7，Lσ = 30 nH

審核編輯：劉清