基于0.18μm CMOS工藝的無(wú)線局域網(wǎng)正交下變頻電路的設(shè)計(jì)

本文介紹了基于0.18μm CMOS工藝的802.11a無(wú)線局域網(wǎng)1GHz頻段正交下變頻電路的設(shè)計(jì)方法。該設(shè)計(jì)采用源級(jí)退化和電流注入的方法對(duì)傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻單元進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了高性能下變頻器。

無(wú)線局域網(wǎng)市場(chǎng)的增長(zhǎng)促進(jìn)了射頻集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展。CMOS工藝以其諸多優(yōu)點(diǎn)正逐步成為射頻集成電路設(shè)計(jì)的首選工藝，采用CMOS工藝設(shè)計(jì)運(yùn)用于無(wú)線局域網(wǎng)絡(luò)的單片集成收發(fā)機(jī)電路有著廣闊的市場(chǎng)前景。

接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

一般應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu)、零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在接收機(jī)中，信號(hào)經(jīng)過(guò)天線接收后通過(guò)選頻網(wǎng)絡(luò)，再經(jīng)過(guò)低噪聲放大器（LNA）放大，濾波后直接提供給第一級(jí)本振信號(hào)為4GHz的混頻器，將頻率為5GHz的接收信號(hào)下變頻到1GHz。

下變頻器的設(shè)計(jì)特點(diǎn)分析

本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩個(gè)零中頻信號(hào)的電路，它由兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成，見(jiàn)圖1虛框部分。從系統(tǒng)分析可知，由于混頻器處在接收機(jī)的后端，因此需要很高的線性度，這是整個(gè)下變頻器設(shè)計(jì)的重點(diǎn)。由于整個(gè)接收機(jī)要求很高的信噪比，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小。

根據(jù)電路設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)工藝的要求，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多，如單平衡開(kāi)關(guān)混頻器、亞采樣混頻器、雙平衡線性區(qū)混頻器、雙柵有源混頻器等，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn)。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。

優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)

由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知，當(dāng)射頻信號(hào)經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號(hào)已經(jīng)有較大的功率，再輸入到下變頻器，為了保證信號(hào)的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度，同時(shí)又要確保下變頻器具有一定的增益。此時(shí)，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器。

a. 源級(jí)退化

為了提高混頻器的線性度，簡(jiǎn)單的方法是增大混頻器的工作電源電壓或增大工作電流。然而，當(dāng)前的芯片設(shè)計(jì)特別是應(yīng)用于便攜式設(shè)備的芯片設(shè)計(jì)都是朝著低電壓、低功耗的方向發(fā)展，簡(jiǎn)單依靠增大工作電壓和工作電流的設(shè)計(jì)方法沒(méi)有多大的實(shí)際意義。因而上述的兩種方法在設(shè)計(jì)中都不宜采用，而現(xiàn)在最常用和最有效提高線性度的方法是采用源級(jí)退化（Source Degeneration）。如圖3中標(biāo)號(hào)為1所示，通過(guò)在M5和M6的源級(jí)增加阻抗Zs來(lái)達(dá)到增加線性度的目的。

在設(shè)計(jì)時(shí)一般會(huì)建議采用電感來(lái)形成阻抗Zs構(gòu)成源級(jí)退化，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼暎蚨粫?huì)增加混頻器的噪聲系數(shù)，而且電感沒(méi)有直流壓降，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度。但采用電感也有它的不足之處：首先，電感的阻抗Zs和工作的頻率有關(guān)，這種結(jié)構(gòu)的電路只能應(yīng)用在窄帶范圍內(nèi)；其次，電感在片上集成占用的面積較大，會(huì)增加很大的制造成本，且電感模型也不夠精確，仿真值和實(shí)際值誤差較大，造成制造后的成品率不能保證。

接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

一般應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu)、零中頻結(jié)構(gòu)、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在接收機(jī)中，信號(hào)經(jīng)過(guò)天線接收后通過(guò)選頻網(wǎng)絡(luò)，再經(jīng)過(guò)低噪聲放大器（LNA）放大，濾波后直接提供給第一級(jí)本振信號(hào)為4GHz的混頻器，將頻率為5GHz的接收信號(hào)下變頻到1GHz。之后，信號(hào)分別通過(guò)兩個(gè)輸入本振同為1GHz但相位差為90o的正交下變頻器解調(diào)，變?yōu)榱阒蓄l信號(hào)，再通過(guò)低通濾波器濾波和自動(dòng)增益控制放大器放大，最終信號(hào)提供給基帶芯片完成基帶部分的處理。

下變頻器的設(shè)計(jì)特點(diǎn)分析

本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩個(gè)零中頻信號(hào)的電路，它由兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成，見(jiàn)圖1虛框部分。從系統(tǒng)分析可知，由于混頻器處在接收機(jī)的后端，因此需要很高的線性度，這是整個(gè)下變頻器設(shè)計(jì)的重點(diǎn)。由于整個(gè)接收機(jī)要求很高的信噪比，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小。再者，由于后級(jí)電路的噪聲系數(shù)和前級(jí)的增益有關(guān)，因此需要下變頻器提供一定的增益來(lái)減小后續(xù)電路噪聲對(duì)系統(tǒng)噪聲的影響。根據(jù)電路設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)工藝的要求，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多，如單平衡開(kāi)關(guān)混頻器、亞采樣混頻器、雙平衡線性區(qū)混頻器、雙柵有源混頻器等，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn)。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。

優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)

由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知，當(dāng)射頻信號(hào)經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號(hào)已經(jīng)有較大的功率，再輸入到下變頻器，為了保證信號(hào)的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度，同時(shí)又要確保下變頻器具有一定的增益。此時(shí)，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器。

a. 源級(jí)退化

在設(shè)計(jì)時(shí)一般會(huì)建議采用電感來(lái)形成阻抗Zs構(gòu)成源級(jí)退化，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼?，因而不?huì)增加混頻器的噪聲系數(shù)，而且電感沒(méi)有直流壓降，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度。

b. 電流注入

在傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器中，為了提高混頻器的增益和線性度，在M5和M6處我們需要有較大的直流，但是這會(huì)使直流在負(fù)載電阻和開(kāi)關(guān)管上的壓降增大，造成直流工作點(diǎn)的偏移，不能保證混頻器的正常工作。為了解決這個(gè)矛盾，我們?cè)诩獱柌鼗祛l器的開(kāi)關(guān)管中間額外加入兩個(gè)電流源，形成兩個(gè)注入電流。如上圖3標(biāo)號(hào)②所示。

采用電流注入有諸多優(yōu)點(diǎn)：第一，采用電流注入可以在電源電壓不變的情況下，有效地提高混頻器的線性度；第二，可以減小由于MOS管開(kāi)關(guān)工作不理想所帶來(lái)的閃爍噪聲，從而減小混頻器的噪聲系數(shù)，同時(shí)可以減小開(kāi)關(guān)管的尺寸，使本振負(fù)載減小；第三，由于增加了電流注入，使流過(guò)負(fù)載電阻的直流減小，在保持電路直流工作點(diǎn)不變的情況下，增大負(fù)載電阻，從而增大混頻器的增益。而且由于負(fù)載電阻的增大，我們可以方便地在負(fù)載電阻端并聯(lián)一個(gè)較小的電容，實(shí)現(xiàn)片上的RC低通濾波電路。

下變頻器結(jié)構(gòu)

下變頻器的總體電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。主要包括輸入阻抗匹配、混頻器單元和后級(jí)輸出緩沖三個(gè)部分。

a. 輸入阻抗匹配

對(duì)于射頻電路，輸入與輸出的信號(hào)電平和阻抗是重要的設(shè)計(jì)參數(shù)，不同模塊之間的阻抗匹配是一個(gè)重要的技術(shù)指標(biāo)。如圖4所示，射頻信號(hào)和本振信號(hào)的直流電平分別通過(guò)R1和R2、R3和R4分壓得到，輸入信號(hào)通過(guò)和50Ω匹配電阻相接，對(duì)于差分的輸入信號(hào)，O點(diǎn)相當(dāng)于虛地，這樣就實(shí)現(xiàn)了50Ω的阻抗匹配。

b. 混頻器單元

通過(guò)上面的分析，我們給出了改進(jìn)后的吉爾伯特混頻器的具體電路結(jié)構(gòu)，見(jiàn)圖4。我們通過(guò)一個(gè)PMOS管和一個(gè)電阻實(shí)現(xiàn)注入電流，通過(guò)PMOS的源級(jí)接電阻來(lái)增大電流源的內(nèi)阻，使得并聯(lián)電流源內(nèi)阻對(duì)負(fù)載電阻的影響減小?？梢酝ㄟ^(guò)調(diào)節(jié)電阻值和偏置電壓的大小來(lái)改變注入電流的大小。需要指出的是，注入電流值不宜過(guò)大也不能太小，過(guò)大或過(guò)小都會(huì)造成系統(tǒng)中本振VCO的相位噪聲變差。

由于混頻器工作的電流較大，因此可以考慮兩個(gè)相同的電流源并聯(lián)來(lái)提供工作電流，此時(shí)的退化電阻可以接在兩個(gè)電流源之間。采用這種結(jié)構(gòu)，工作直流在退化電阻中沒(méi)有壓降，這樣就提高了混頻器的凈空電壓，相應(yīng)的線性度也提高。

c. 輸出緩沖

在實(shí)際測(cè)試中，下變頻器的輸出接50Ω負(fù)載，因此需要通過(guò)輸出緩沖來(lái)增大其驅(qū)動(dòng)能力。輸出緩沖采用差分放大器的結(jié)構(gòu)，與下變頻器單元的輸出直接耦合。在設(shè)計(jì)時(shí)考慮放大器增益的同時(shí)也需要考慮它的線性度。

模擬結(jié)果

本次設(shè)計(jì)采用了Cadence公司的Spectre模擬仿真工具對(duì)電路進(jìn)行仿真。