采用雙極型放大器和CWD混頻器實(shí)現(xiàn)超聲成像系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

連續(xù)波多普勒（CWD）接收器新一代解決方案采用了已經(jīng)投產(chǎn)的高集成度、雙極型放大器和CWD混頻器/波束成型芯片組。新方案能夠保證CWD接收機(jī)無(wú)法做出妥協(xié)的診斷特性。采用雙極型放大器和CWD混頻器波束成型電路能夠使系統(tǒng)達(dá)到“高端”CWD的指標(biāo)，在下一代結(jié)構(gòu)緊湊的超聲設(shè)備中有效改善診斷工具的性能。

典型的相控陣CWD（連續(xù)波多普勒）架構(gòu)中，超聲傳感器的聚焦孔徑分成兩部分，一半的（64至128個(gè)）傳感器單元用于發(fā)送器，另一半用于接收器。作用在發(fā)射單元的信號(hào)是方波信號(hào)，典型頻率為2.0 MHz至7.5 MHz多普勒頻率。發(fā)射單元通過(guò)發(fā)送適當(dāng)相位的信號(hào)聚焦發(fā)射波束。同樣，CWD接收信號(hào)通過(guò)對(duì)每個(gè)接收單元的信號(hào)進(jìn)行相位調(diào)整、求和進(jìn)行聚焦。

“波束成型”CWD接收信號(hào)是由固態(tài)組織反射的強(qiáng)信號(hào)（通常稱其為雜波）以及流動(dòng)的血液反射回來(lái)的較弱的多普勒信號(hào)。每個(gè)相控陣接收通道輸入端的典型雜波可能高達(dá)100mVp-p，而接收機(jī)RTI的噪底只有1至2nV/。為了優(yōu)化接收性能，需要每通道的SNR達(dá)到155dBc/。

對(duì)于一個(gè)64通道的CWD接收機(jī)，考慮到求和增益，求和后的“波束成型”信號(hào)需要額外的18dB動(dòng)態(tài)范圍，整體信噪比SNR的要求會(huì)達(dá)到173dBc/！更加困難的是，感興趣的低速多普勒信號(hào)的頻率會(huì)在1kHz以內(nèi)或低于雜波信號(hào)。由此可見(jiàn)超聲檢測(cè)設(shè)備面臨巨大的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。目前，超聲系統(tǒng)大多采用模擬延時(shí)線接收器實(shí)現(xiàn)CWD信號(hào)檢測(cè)（圖1），來(lái)自超聲接收單元的輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)緩沖、放大，低噪聲放大器提供大約20dB的增益。LNA輸出被轉(zhuǎn)換成電流信號(hào)，隨后通過(guò)交叉開(kāi)關(guān)和模擬延時(shí)線進(jìn)行波束成型。這種架構(gòu)很容易集成，因?yàn)樗枰碾妷?電流轉(zhuǎn)換器、模擬開(kāi)關(guān)、無(wú)源延時(shí)線以及單路I/Q混頻器很容易集成。通過(guò)配置交叉開(kāi)關(guān)求和，通過(guò)適當(dāng)?shù)难訒r(shí)線抽頭切換信號(hào)，達(dá)到每個(gè)接收器的延時(shí)要求。

波束成型后的RF CWD信號(hào)混頻后得到基帶I、Q信號(hào)，這兩路信號(hào)經(jīng)過(guò)帶通濾波后進(jìn)行數(shù)字轉(zhuǎn)換。RF至基帶的混頻處理通常是接收鏈路保證SNR的瓶頸，這個(gè)處理過(guò)程對(duì)CWD的性能影響較大，對(duì)于64通道設(shè)計(jì)示例，I、Q RF混頻器需要在處理波束成型信號(hào)時(shí)具有173dBc/ （1kHz頻偏）的動(dòng)態(tài)范圍。能夠達(dá)到這一指標(biāo)的混頻器很難實(shí)現(xiàn)，此外，本振驅(qū)動(dòng)信號(hào)還必須保持極低的抖動(dòng)。遺憾的是很難從市場(chǎng)上獲得能夠達(dá)到這樣指標(biāo)的邏輯器件—雖然CWD延時(shí)線能夠滿足結(jié)構(gòu)緊湊的超聲系統(tǒng)的最低要求，因此，上述性能的局限性是亟待解決的問(wèn)題。

圖1 基于CWD延時(shí)線的接收機(jī)簡(jiǎn)化電路

為了獲得更高性能，在CWD系統(tǒng)中引入一個(gè)CWD混頻器/波束成型器，簡(jiǎn)化框圖如圖2所示。該架構(gòu)中，每個(gè)通道都具有一個(gè)I/Q混頻器，在基帶端（而非RF端）進(jìn)行波束成型求和；每路I/Q混頻器的LO相位可以調(diào)節(jié)在N （N = 8至16相）個(gè)相位中的一種。LO相位的變化將改變接收信號(hào)的相位，達(dá)到波束成型的目的。

由于混頻器的實(shí)現(xiàn)基于每個(gè)通道，對(duì)每個(gè)通道混頻器的要求可以降低到155dBc/Hz （1kHz頻偏）。這一指標(biāo)雖然苛刻，但利用雙極型混頻器和標(biāo)準(zhǔn)邏輯器件可以實(shí)現(xiàn)?；祛l器輸出為電流，而且在基帶進(jìn)行無(wú)源求和，可以滿足CWD波束成型的SNR要求。

圖2 低功耗LNA和CWD混頻器/波束成型電路能夠簡(jiǎn)化CWD接收機(jī)設(shè)計(jì)，獲得高性能

過(guò)去，由于缺乏適當(dāng)?shù)募晒に?，很難實(shí)現(xiàn)高性能的波束成型架構(gòu)。但目前這一問(wèn)題已經(jīng)得到解決，完全集成的8通道VGA和8通道CWD I/Q混頻器以及配套的可編程LO驅(qū)動(dòng)器已經(jīng)開(kāi)始供貨，圖3所示給出了這類器件MAX2038接收鏈路的示圖。采用這種架構(gòu)可以使超聲系統(tǒng)達(dá)到優(yōu)異的CWD性能，不存在上述延時(shí)線CWD架構(gòu)的局限性。

圖3 簡(jiǎn)化后的單通道超聲接收機(jī)，采用MAX2038單芯片8路I/Q混頻器和MAX2034 4路LNA，有效提高系統(tǒng)性能

構(gòu)建CWD接收器的另外一個(gè)潛在問(wèn)題是LNA放大器的SNR指標(biāo)，為了降低功耗、減小尺寸，許多超聲設(shè)計(jì)人員選擇了CMOS LNA，這樣的器件可能適合某些能夠控制CWD性能的應(yīng)用。利用幾何尺寸低于0.35μm的CMOS工藝制作放大器時(shí)，1/f噪聲很大。這種噪聲會(huì)引起LNA增益的低頻調(diào)制。較強(qiáng)的RF CWD雜波通過(guò)這種LNA時(shí)將產(chǎn)生較大的低頻調(diào)制噪聲，從而降低SNR指標(biāo)和CWD檢測(cè)靈敏度。因此，為了滿足高性能的應(yīng)用需求，應(yīng)選擇類似于MAX2034 4通道超聲LNA的雙極型低噪聲放大器。