差分信號(hào)回流路徑的全波電磁場(chǎng)詳解

1、差分信號(hào)簡(jiǎn)介

當(dāng)驅(qū)動(dòng)器在傳輸線(xiàn)上驅(qū)動(dòng)一路信號(hào)時(shí)，在信號(hào)線(xiàn)和返回路徑之間會(huì)存在一個(gè)信號(hào)電壓，通常稱(chēng)為單端傳輸線(xiàn)信號(hào)。當(dāng)兩路驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)一個(gè)差分對(duì)時(shí)，除了各自 的單端信號(hào)外，這兩路信號(hào)線(xiàn)之間還存在著一個(gè)電壓差，稱(chēng)為差分信號(hào)。與單端信號(hào)相比，差分信(DifferentialSignal)在信號(hào)完整性方面有 很多優(yōu)勢(shì)。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力，對(duì)衰僐不敏感。在高速電路設(shè)計(jì)中的應(yīng)用越來(lái)越廣泛，電路中最關(guān)鍵的信號(hào)往往都要采用差分結(jié)構(gòu)設(shè) 計(jì)。

承載差分信號(hào)的任一一對(duì)走線(xiàn)就稱(chēng)為差分走線(xiàn)。差分傳輸線(xiàn)具有兩種獨(dú)特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個(gè)傳輸信號(hào)間存在以個(gè)非零電位，耦模方式一對(duì)信號(hào)相對(duì)GND 有一個(gè)非零電位。而實(shí)際的差分信號(hào)帶有直流偏置的差分信號(hào)。

2、差分信號(hào)回路三維建模

為了對(duì)差分信號(hào)回路進(jìn)行精確的分析，需要借助三維的電磁場(chǎng)仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS 進(jìn)行三維建模和分析。 HFSS 是基于三維電磁場(chǎng)設(shè)計(jì)的EDA 標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)工具。HFSS 依據(jù)其獨(dú)有的模式?節(jié)點(diǎn)和超寬帶插值掃頻專(zhuān)有技術(shù)，利用有限元(FEM)快速精確求解整板級(jí)PCB 或整個(gè)封裝結(jié)構(gòu)的所有電磁特性，真正全面考慮(準(zhǔn))靜態(tài)仿真中無(wú)法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場(chǎng)效應(yīng)，從而得到精確的頻域高頻特性 (如S 參數(shù)等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB 應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)精確的Spice寬帶電路仿真設(shè)計(jì)。

為了表明較長(zhǎng)回流路徑的影響，參見(jiàn)圖2,描述了一根帶狀線(xiàn)跨過(guò)了地參考平面上的一個(gè)溝壑，構(gòu)建的一個(gè)不連續(xù)回流路徑的簡(jiǎn)單模型，該模型結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，回 流路徑很容易被理解，同時(shí)它也能被擴(kuò)展應(yīng)用到更多的常見(jiàn)結(jié)構(gòu)中。定義信號(hào)回路的信號(hào)在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結(jié)構(gòu)如圖2所示，為帶狀線(xiàn)， 特征阻抗100歐姆，銅箔厚度0.035mm,信號(hào)線(xiàn)線(xiàn)寬0. 127mm,信號(hào)的間隙為0.2286mm,,線(xiàn)長(zhǎng)5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數(shù)4.0.

圖1 PCB 疊層結(jié)構(gòu)

信號(hào)跨分割溝壑，即信號(hào)的參考平面不是完整平面?；亓髀窂街械拈g隙通常用于隔離電路板上的某個(gè)區(qū)域。當(dāng)電源平面用做參考層或使用分離電源層時(shí)也會(huì)出 現(xiàn)開(kāi)槽的間隙。有時(shí)在回流路徑中出現(xiàn)了非故意的開(kāi)槽間隙，像回流路徑中出砂孔過(guò)分刻蝕和交疊的情況，造成信號(hào)回流參考平面不完整。如圖2 所示：

如圖2 跨越地平面溝壑信號(hào)的平面幾何圖形

根據(jù)圖1 和圖2,在HFSS 下進(jìn)行三維建模如圖4,導(dǎo)線(xiàn)處在介電常數(shù)為4.0,損耗角正切為0.02 的板材中，板材的上下側(cè)均為銅箔參考平面，導(dǎo)線(xiàn)的差分特征阻抗為102 歐姆。

圖3 完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場(chǎng)效應(yīng)分析

導(dǎo)線(xiàn)的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵(lì)定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場(chǎng)分析時(shí)，在整板外圍設(shè)計(jì)為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿(mǎn)足精度要求而又不需要花費(fèi)太多的時(shí)間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長(zhǎng)0.01GHz,誤差2%,進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖5 為：

根據(jù)S 參數(shù)的基本知識(shí)，如果以Waveport1 作為信號(hào)的輸入端口， Waveport2 作為信號(hào)的輸出端口，S11 表示回波損耗，也就是有多少能量被反射回源端，這個(gè)值越小越好，一般建議S11<0.1,即-20dB,S21 表示插入損耗，也就是有多少能量被傳輸?shù)侥康亩?Port2)了，這個(gè)值越大越好，理想值是1,即0dB,越大傳輸?shù)男试礁?，一般建議 S21>0.7,即-3dB.

圖4 S 參數(shù)

圖5 完整參考平面-S 參數(shù)曲線(xiàn)圖

如圖4 可以查出：T1 的S11 為0.059688,S21 為0.9086;T2 的S11 為0.016963,S21 為0.90776.

如圖5:T1 和T2 的S21<-20dB,S11<-3dB.從上面的S 參數(shù)可以判斷該信號(hào)為正常。

然后進(jìn)行銅箔平面的場(chǎng)的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖6 所示：

圖6 完整參考平面情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖7 所示：

圖7 完整參考平面情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

如圖6 和7 可以明顯看出T1 和T2 的電場(chǎng)能量主要集中貼近差分信號(hào)下面的GND1 層。由于GND1 與SIG 間的FR4_1 的板材厚度為0.1651mm;GND2 與SIG 間的FR4_2 的板材厚度為0.7099mm,GND1 與SIG 間距比GND2 與SIG 間距小。GND2 層的電場(chǎng)能量相對(duì)GND1 的電場(chǎng)能量要少得多，從圖7 可以看到紅色區(qū)域是電場(chǎng)能量最大的地方。高速信號(hào)的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當(dāng)回流路徑上存在不連續(xù)點(diǎn)的時(shí)候，電流就要繞過(guò)這些不連續(xù)的地方，從而增大了回路面積，回路面積的增加就會(huì)導(dǎo)致電感的增加，這就會(huì)造成信號(hào)完整性的 問(wèn)題。回流路徑的不連續(xù)會(huì)造成的最基本的效應(yīng)就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感，而感應(yīng)系數(shù)的大小則由電流實(shí)際繞過(guò)的距離來(lái)決定。那么對(duì)于一個(gè)電子信號(hào)來(lái) 說(shuō)，它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑，所以如何處理信號(hào)回流就變得非常關(guān)鍵。而差分信號(hào)不同于單端信號(hào)，差分信號(hào)是由奇模方式和耦模 方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個(gè)導(dǎo)體正中間豎直畫(huà)一條線(xiàn)，這樣穿過(guò)它的電力線(xiàn)都是和這條線(xiàn)垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬 的地。當(dāng)奇模信號(hào)的回路不理想時(shí)，這個(gè)虛擬的地就可以給信號(hào)提供一定的參考，繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶?duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。但耦模分量沒(méi)有虛擬的 地參考回路，在跨越開(kāi)槽間隙是耦模分量會(huì)受到嚴(yán)重的影響。那么，參考平面間隙究竟對(duì)差分信號(hào)完整性影響有多大呢?帶著這個(gè)問(wèn)題，開(kāi)始下面的參考平面間隙對(duì) 差分信號(hào)回流路徑影響的分析。

4、開(kāi)槽GND1 參考平面其回路場(chǎng)效應(yīng)分析及S 參數(shù)分析

將參考平面GND1開(kāi)槽，參考平面GND2保持完整，其三維幾何圖形如圖8:

圖8 參考GND1 平面開(kāi)槽的三維幾何圖形

導(dǎo)線(xiàn)的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵(lì)定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場(chǎng)分析時(shí)，在整板外圍設(shè)計(jì)為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設(shè)置為5%能滿(mǎn)足精度要求而又不需要花費(fèi)太多的時(shí)間，在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長(zhǎng)0.01GHz,誤差2%,進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖9:

圖9 參考平面GND1 開(kāi)槽-S 參數(shù)曲線(xiàn)圖。

圖10 S 參數(shù)

如圖10:可以查出：T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853。

如圖9:T1和T2 的S21 均不小于-20dB,S11 接近-3dB.回波損耗S11, GND1 開(kāi)槽和完整參考平面相比較，GND1 開(kāi)槽的回波損耗S11(大約在0.37)要比整參考平面的回波損耗S11(大約在0.035)差了一個(gè)數(shù)量級(jí)，GND1 開(kāi)槽的情況下信號(hào)有部分能量反射會(huì)源端，致使回波損耗S11 變大。

由于差分信號(hào)分為奇模方式和耦模方式，對(duì)于差分信號(hào)我們要關(guān)心的S 參數(shù)還有SDD …… DIFFERENTIAL-TO-DIFFERENTIAL PARAMETERSSCC …… COMMON-TO-COMMON PARAMETERS在奇模和耦模的形式下S 參數(shù)的比較。由于插入損耗大那么回波損耗就小。為了使問(wèn)題簡(jiǎn)單話(huà)，在此之比較SDD21 和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將完整參考平面與參考平面GND1 開(kāi)槽兩種情況進(jìn)行SDD21 和SCC21 的S 參數(shù)曲線(xiàn)進(jìn)行比較。如圖11 所示：

圖11 完整參考平面與參考平面GND1 開(kāi)槽-奇模和耦模的S 參數(shù)比較圖

如圖11 所示，開(kāi)槽對(duì)奇模影響很小，對(duì)耦模影響很大。在奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。當(dāng)奇模信號(hào)的回路不理想時(shí)，這個(gè)虛擬的地就可以給信號(hào)提供一定 的參考，繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶?duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。而耦模分量沒(méi)有虛擬的地參考回路，在跨越開(kāi)槽區(qū)域時(shí)需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑 從而造成耦模分量信號(hào)質(zhì)量的劣化。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場(chǎng)定義。

銅箔GND1 參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖12 所示：

圖12 GND1 平面開(kāi)槽情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔GND2 參考平面 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖13 所示：

圖13 GND1 平面開(kāi)槽情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

將圖6、圖7和圖12、13比較，在GND1開(kāi)槽后，平面GND1和平面GND2的電場(chǎng)能量分布均有較大的差別。電場(chǎng)能量不再完全集中在信號(hào)下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場(chǎng)能量都，但是在信號(hào)正下方電場(chǎng)能量要比整個(gè)平面其它區(qū)域要強(qiáng)。

5、繼承以上條件，將開(kāi)槽改為在參考平面GND2上，參考平面GND1保持完整，其三維幾何圖形如圖11:

圖14 參考GND2 平面開(kāi)槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下為：

圖15 S 參數(shù)

如圖8 可以查出：T1 的S11 為0.33514,S21 為0.90913;T2 的S11 為0.048959,S21 為0.90467.

與圖相比T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853.GND2開(kāi)槽比GND1 開(kāi)槽對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響要小。由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對(duì)的電場(chǎng)能量更多的集中在GND1.

圖16 參考平面GND2 開(kāi)槽——S 參數(shù)曲線(xiàn)圖

對(duì)圖10 和圖16 進(jìn)行插入損耗的S 參數(shù)和回波損耗的S 參數(shù)比較如圖17.

圖17 參考平面GND1 開(kāi)槽與參考平面GND2 開(kāi)槽S 參數(shù)比較圖

如圖17 所示：由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對(duì)的電場(chǎng)能量更多的集中在GND1,所以在GND2 開(kāi)槽對(duì)信號(hào)的質(zhì)量影響要比在GND1 開(kāi)槽小的多。

在奇模和耦模的形式下S 參數(shù)的比較。信號(hào)回路的電場(chǎng)能量主要集中在臨近的參考平面上。在此之比較SDD21 和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將開(kāi)槽平面GND1與開(kāi)槽平面GND2 進(jìn)行SDD21和SCC21 的S 參數(shù)曲線(xiàn)進(jìn)行比較。如圖18 所示：

圖18 開(kāi)槽平面GND1 與開(kāi)槽平面GND2 奇模和耦模的S 參數(shù)比較圖

如圖18所示：開(kāi)槽對(duì)奇模影響小，對(duì)耦模影響大;對(duì)鄰近的參考平面開(kāi)槽對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響要比相對(duì)遠(yuǎn)的的參考平面開(kāi)槽要小。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場(chǎng)定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖19 所示：

圖19 GND2 平面開(kāi)槽情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖20所示：

圖20 參考平面GND2 開(kāi)槽情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

將圖6、圖7和圖19、20比較，在GND2開(kāi)槽后，平面GND1和平面GND2的電場(chǎng)能量分布均有較大的差別。電場(chǎng)能量不再完全集中在信號(hào)下方而 是在整個(gè)平面上高低不同的電場(chǎng)能量都，但是GND1參考平面的電場(chǎng)分布變化較小，電場(chǎng)能量分布還是主要集中了信號(hào)的正下方。相比較而言GND2參考平面的 電場(chǎng)能量分布變化較大。當(dāng)信號(hào)線(xiàn)返回與回流路徑平面間的距離大于等于兩信號(hào)線(xiàn)邊緣距離時(shí)，回流路徑平面內(nèi)的電場(chǎng)能量相互重疊，回流路徑平面的存在對(duì)信號(hào) 線(xiàn)。此時(shí)，對(duì)于差分信號(hào)來(lái)說(shuō)，主要以GND1做為回流路徑。

6、繼承以上條件，在參考平面GND1和GND2均開(kāi)槽的三維幾何圖形如圖21.

圖21 參考平面GND1 和參考平面GND2 均開(kāi)槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖22、23:

圖22 參考平面GND1 和GND2 均開(kāi)槽--S 參數(shù)曲線(xiàn)圖

圖23 S 參數(shù)

如圖22可以查出：T1 的S11 為0.53287,S21 為0.6064;T2 的S11 為0.59312,S21 為0.56752.

S11>-3dB,S21>-20dB.在這種情況下信號(hào)質(zhì)量嚴(yán)重劣化，根本不能保證信號(hào)的正常傳輸。

對(duì)圖10、圖16 和圖23進(jìn)行參考平面GND1 開(kāi)槽、參考平面GND2 開(kāi)槽與參考平面GND1和GND2 均開(kāi)槽插入損耗的S 參數(shù)比較圖，如圖24:

圖24 三種參考平面開(kāi)槽情況的S 參數(shù)比較圖

對(duì)三種參考平面開(kāi)槽方式的SDD21 和SCC21 的S 參數(shù)曲線(xiàn)進(jìn)行比較。如圖25所示：

圖25 三種參考平面開(kāi)槽方式的奇模和耦模的S 參數(shù)比較

如圖26 和圖27,三種參考平面開(kāi)槽方式對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量帶來(lái)的影響有較大的區(qū)別。GND2參考平面開(kāi)槽對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量影響最小;其次是GND1 參考平面開(kāi)槽;對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量影響最大的是GND1 和GND2 兩個(gè)參考平面據(jù)開(kāi)槽的情況。前兩種情況是否能滿(mǎn)足信號(hào)質(zhì)量，還要看開(kāi)槽的大小和信號(hào)的波長(zhǎng)。由于時(shí)間有限在這里不做研究，在后期會(huì)繼續(xù)探討。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場(chǎng)定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖26 所示：

圖26 兩個(gè)參考平面均開(kāi)槽情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖27 所示：

圖27 兩個(gè)參考平面均開(kāi)槽情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

將圖6、圖7和圖28、29比較，在GND2開(kāi)槽后，平面GND1和平面GND2的電場(chǎng)能量分布均有較大的差別。電場(chǎng)能量不再完全集中在信號(hào)下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場(chǎng)能量都，GND1和GND2參考平面的電場(chǎng)分布均有較大變化，電場(chǎng)能量分布散落在兩個(gè)參考平面上

7、模型輸出

Star-Hspice 是高精確度的模擬電路仿真軟件，是世界上最廣泛應(yīng)用的電路仿真軟件，它無(wú)與倫比的高精確度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設(shè)計(jì)。Star-Hspice 能提供設(shè)計(jì)規(guī)格要求的最大可能的準(zhǔn)確度。

在HFSS 中設(shè)置進(jìn)行參數(shù)分析，設(shè)置為對(duì)多個(gè)離散點(diǎn)進(jìn)行分析，分別對(duì)完整參考平面、GND1 平面開(kāi)槽、GND2 平面開(kāi)槽、GND1 和GND2 平面均開(kāi)槽這四種情況進(jìn)行了S 參數(shù)分析，分析完成后，依次對(duì)每種情況，輸出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，從而完成信號(hào)回流路徑的全波Spice 模型的提取。

從HFSS 中輸出的Star-Hspice 格式的Spice 模型，文件頭如下所示：

* BEGIN ANSOFT HEADER

* node 1 WavePort1:T1_pos

* node 2 WavePort1:T1_neg

* node 3 WavePort1:T2_pos

* node 4 WavePort1:T2_neg

* node 5 WavePort2:T1_pos

* node 6 WavePort2:T1_neg

* node 7 WavePort2:T2_pos

* node 8 WavePort2:T2_neg

* Format: HSPICE

* Model: Full-wave Spice Pole-Residue

* Type: Sparam

* END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、對(duì)以上四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域仿分析

Hspice 簡(jiǎn)介。

Hspice 仿真器提供了任何集成電路的仿真設(shè)計(jì)環(huán)境，如：網(wǎng)表生成，仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測(cè)試點(diǎn)、反標(biāo)仿真結(jié)果等，這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA 設(shè)計(jì)工具。

Hspice 是事實(shí)上的Spice 工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)仿真軟件，在業(yè)內(nèi)應(yīng)用最為廣泛，它具有精度高、仿真功能強(qiáng)大等特點(diǎn)。沒(méi)有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來(lái)描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個(gè)模型， 不適合初級(jí)用戶(hù)。

在Hspice 仿真主文件test.sp 對(duì)完整參考平面(test1)、GND1 平面開(kāi)槽(test3)、GND2平面開(kāi)槽(test4)、GND1 和GND2 平面均開(kāi)槽(test5)四種模型定義同一的源。進(jìn)行時(shí)域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內(nèi)容如下：

*定義偽隨機(jī)碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫(kù)

.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= "(TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)"

et2 t2 0 Vol= "((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)"

et3 t3 0 Vol= "((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)"

et4 t4 0 Vol= "((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)"

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice 對(duì)主文件test.sp 進(jìn)行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼圖有回波線(xiàn)如圖28,影響實(shí)際眼圖效果。

圖28 四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實(shí)際情況，利用Spice explorer 工具來(lái)看test.tr0 文件。如下圖：

圖29四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較

如圖29,進(jìn)行時(shí)域分析和S 參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號(hào)的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開(kāi)槽參考平面GND1 對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響大，開(kāi)槽參考平面GND2 對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響小。

開(kāi)槽對(duì)于奇模方式幾乎沒(méi)有什么影響，由于奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。

當(dāng)奇模信號(hào)的回路不理想時(shí)，這個(gè)虛擬的地就可以給信號(hào)提供一定的參考，繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶?duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。而耦模分量沒(méi)有虛擬的 地參考回路，在跨越開(kāi)槽區(qū)域時(shí)需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號(hào)質(zhì)量的劣化。對(duì)于差分信號(hào)跨越開(kāi)槽不能簡(jiǎn)單的說(shuō)：差分信號(hào)彼此間 可以提供回流路徑，所以跨越參考平面開(kāi)槽影響不大，這種想法不夠全面。差分傳輸線(xiàn)具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對(duì)于跨越開(kāi)槽間隙只能說(shuō)對(duì)奇模傳輸方式幾乎沒(méi)有影響，但耦模傳輸方式的影響如同單端信號(hào)所受的影響。

建議：

盡管兩根差分信號(hào)的奇模傳輸方式可以互為回流路徑，跨開(kāi)槽間隙對(duì)耦模傳輸方式會(huì)割斷信號(hào)耦模傳輸?shù)幕亓?，同時(shí)跨分割部分的傳輸線(xiàn)會(huì)因?yàn)槿鄙賲⒖计矫?而導(dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線(xiàn)具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時(shí)延不一樣，若采用差分信令的差分對(duì)因?yàn)槟承┰?因不對(duì)稱(chēng)或不平衡，這些因素都會(huì)導(dǎo)致信號(hào)出現(xiàn)抖動(dòng)。不要認(rèn)為差分信號(hào)相互提供互為回路路徑，即使跨越分割也不會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號(hào)跨開(kāi)槽間 隙要慎重，根據(jù)實(shí)際情況仿真來(lái)確定開(kāi)槽間隙對(duì)信號(hào)完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號(hào)，也同樣適用于差分信號(hào)。

對(duì)于非理想回路來(lái)說(shuō)，另一個(gè)影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘?hào)走線(xiàn)之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機(jī)理是源于溝壑本身：能量被耦合到開(kāi)槽里，然后通過(guò) 開(kāi)槽線(xiàn)(slotline)的模式傳到其它走線(xiàn)上。開(kāi)槽線(xiàn)也是一種傳輸線(xiàn)，在這種模式下，開(kāi)槽兩邊的導(dǎo)體之間會(huì)形成場(chǎng)。由驅(qū)動(dòng)的角度來(lái)看，回路的不連續(xù)可 以看作是串聯(lián)了一個(gè)電感。如果回路繞過(guò)的距離比較小，那么由于感性濾波的作用，信號(hào)的上升沿會(huì)有一定的衰僐;而如果回路繞過(guò)的距離比較大，那么信號(hào)的上升 沿將會(huì)出現(xiàn)臺(tái)階現(xiàn)象。需要注意的是，在處理高速信號(hào)的時(shí)候，永遠(yuǎn)不要讓兩根或以上的走線(xiàn)同時(shí)跨越參考平面的溝壑，盡可能保證信號(hào)走線(xiàn)下面的參考平面的連續(xù) 性。有時(shí)候跨溝現(xiàn)象是不可避免的，比如在有些設(shè)計(jì)中，走線(xiàn)必須經(jīng)過(guò)封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過(guò)孔反焊盤(pán)(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號(hào)跨溝是不可避免的，那么在跨溝處信號(hào)線(xiàn)的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響，因?yàn)檫@ 些電容可以為信號(hào)的回路供了一個(gè)交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長(zhǎng)度，但是實(shí)際上往往是不可能在總線(xiàn)的每根走線(xiàn)之間 都放置這樣的電容。通過(guò)分析了信號(hào)走線(xiàn)跨越地平面溝壑的情況，可以得出一些關(guān)于參考平面開(kāi)槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

● 非理想回路將慮掉信號(hào)中的一些高頻分量，從而延緩了信號(hào)的邊沿速率。

● 如果回路的繞過(guò)的路徑較長(zhǎng)，這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI 的問(wèn)題。

● 非理想回路增加了回路的面積，繼而產(chǎn)生一些EMI 問(wèn)題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號(hào)之間的耦合系數(shù)。

那么，在PCB 設(shè)計(jì)時(shí)，信號(hào)回流和跨分割的處理：

1.根據(jù)上面分析可以知道，輻射強(qiáng)度是和回路面積成正比的，就是說(shuō)回流需要走的路徑越長(zhǎng)，形成的環(huán)越大，它對(duì)外輻射的干擾也越大，所以，PCB 布板的時(shí)候要盡可能僐小電源回路和信號(hào)回路面積。

2. 對(duì)于一個(gè)高速信號(hào)來(lái)說(shuō)，提供好的信號(hào)回流可以保證它的信號(hào)質(zhì)量，這是因?yàn)镻CB 上傳輸線(xiàn)的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來(lái)計(jì)算的，如果高速線(xiàn)附近有連續(xù)的地平面，這樣這條線(xiàn)的阻抗就能保持連續(xù)，如果有某段線(xiàn)附近沒(méi)有了地參考， 這樣阻抗就會(huì)發(fā)生變化，不連續(xù)的阻抗從而會(huì)影響到信號(hào)的完整性。所以布線(xiàn)的時(shí)候要把高速線(xiàn)分配到靠近地平面的層，或者高速線(xiàn)旁邊并行走一兩條地線(xiàn)，起到屏 蔽和就近提供回流的功能。

3.布線(xiàn)時(shí)盡量不要跨電源分割，因?yàn)樾盘?hào)跨越了不同的電源層后，它的回流途徑就會(huì)變長(zhǎng)，容易受到干擾。當(dāng)然，不是所有的信號(hào)都不能跨越分割，對(duì)于低速信號(hào)是可以的，因?yàn)楫a(chǎn)生的干擾相比信號(hào)可以不予關(guān)心。對(duì)于高速信號(hào)就要嚴(yán)格些，盡量不要跨越。