針對低壓Buck轉(zhuǎn)換器工作中的EMI問題進行很基礎的分析

摘要

要想消除開關模式電源轉(zhuǎn)換器中的EMI問題會是一個很大的挑戰(zhàn)，因為其中含有很多高頻成分。電子元件中的寄生成分常常扮演很重要的角色，所以其表現(xiàn)常常與預期的大相徑庭。本文針對低壓Buck轉(zhuǎn)換器工作中的EMI問題進行很基礎的分析，然后為這些問題的解決提供很實用的解決方案，非常具有參考價值。

1. 概述

在設計開關模式轉(zhuǎn)換器的時候，電磁兼容問題通?？偸且谠O計完成以后的測試階段才會遇到。假如沒有在設計的第一階段就考慮到電磁兼容性問題，要在最后的環(huán)節(jié)再來降低其影響就會很困難，花費也會很高。所以，為了確保產(chǎn)品設計過程順暢無阻，能夠得到最優(yōu)化的設計，最好的做法是在設計一開始的時候就開始考慮這個問題。在所有要考慮的因素中，元件選擇和PCB布局設計是獲得最佳EMI性能的關鍵。

2. 轉(zhuǎn)換器中的EMI源頭

造成EMI問題的輻射源有兩類：交變電場（高阻），交變磁場（低阻）。非隔離的DC/DC轉(zhuǎn)換器具有阻抗很低的節(jié)點和環(huán)路（遠低于自由空間的阻抗377Ω，此值為真空磁導率μ。和真空中的光速C。的乘積，也被稱為自由空間的本質(zhì)阻抗——譯注），因而Buck架構DC/DC轉(zhuǎn)換器中主要的輻射源通常是磁場。

磁場輻射是由小型電流環(huán)中的高頻電流形成的。電流環(huán)所生成的高頻磁場會在離開環(huán)路大約0.16λ以后逐漸轉(zhuǎn)換為電磁場，由此形成的場強大約為 ：

舉例而言，一個1cm2的電流環(huán)，其中的電流為1mA，電流變化頻率為100MHz，則距離此電流環(huán)3m處的場強為4.4μV/m，或說是12.9dBμV。

下圖1顯示了一個流過1mA電流的1cm2電流環(huán)所形成的輻射強度與電流變化頻率之間的關系，圖中綠線是標準容許的3m距離上的輻射強度閾值。

3. 轉(zhuǎn)換器中的電流回路

Buck架構DC/DC轉(zhuǎn)換器中存在兩個電流發(fā)生劇烈變化的主回路 ：

當上橋MOSFET Q1導通的時候，電流從電源流出，經(jīng)Q1和L1后進入輸出電容和負載，再經(jīng)地線回流至電源輸入端。在此過程中，電流中的交變成分會流過輸入電容和輸出電容。這里所說的電流路徑如圖2中的紅線所示，它被標注為I1。

當Q1截止以后，電感電流還會繼續(xù)保持原方向流動，而同步整流開關MOSFET Q2將在此時導通，這時的電流經(jīng)Q2、L1、輸出電容流動并經(jīng)地線回流至Q2，其回路如圖2中藍線所示，它被標注為I2。

電流I1和I2都是不連續(xù)的，這意味著它們在發(fā)生切換的時候都存在陡峭的上升沿和下降沿，這些陡峭的上升沿和下降沿具有極短的上升和下降時間，因而存在很高的電流變化速度dI/dt，其中就必然存在很多高頻成分。

從電磁輻射的角度來看，圖3中存在陰影的A1區(qū)域是存在高電流變化率dI/dt的回路部分，這個回路將生成最多的高頻成分，因而在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設計中是需要被重點考慮的最關鍵部分。圖中A2區(qū)域的電流變化率dI/dt就沒有A1區(qū)域的高，因而生成的高頻噪聲也就比較少。

4. 輸入和輸出的濾波處理

在理想狀況下，輸入、輸出電容對于Buck轉(zhuǎn)換器的開關電流來說都具有極低的阻抗。但在實際上，電容都存在ESR和ESL，它們都增加了電容的阻抗，并且導致上面出現(xiàn)額外的高頻電壓跌落。這種電壓跌落將在電源供應線路上和負載連接電路上形成相應的電流變化，見圖4。

為了降低輸入電容CIN造成的電壓跌落，可在靠近Buck IC的地方放置多種不同尺寸的低ESR的MLCC電容，例如可將1206封裝的2×10μF和0603或0402封裝的22nF~100nF電容結合起來使用。為了降低輸入回路的噪聲，強烈建議在輸入線上添加額外的LC濾波器。當使用純電感作為L2時，就有必要添加電解電容C3以抑制電源輸入端可能出現(xiàn)的振鈴信號，確保輸入電源的穩(wěn)定。

為了對輸出進行濾波，也要使用多種不同尺寸的MLCC電容作為輸出電容Cout。小尺寸的0603或0402的22nF~100nF的電容可以很好地阻止源于開關切換節(jié)點的高頻噪聲經(jīng)由電感L1的寄生電容耦合到輸出端。額外增加的高頻磁珠可防止輸出回路變成有效的環(huán)形天線，但需要注意的是這方法可能使轉(zhuǎn)換器的負載瞬態(tài)響應特性和負載調(diào)整特性變差。假如應用中的負載在這方面有嚴格要求，那就不要使用磁珠，可以直接將轉(zhuǎn)換器盡可能地靠近負載，通過對銅箔的優(yōu)化布置使環(huán)路的面積達到最小化。

5. 降低轉(zhuǎn)換器的開關切換速度

假如通過PCB布局和濾波設計的優(yōu)化仍然不能讓一個Buck轉(zhuǎn)換電路的輻射水平低于需要的水平，那就只能在降低轉(zhuǎn)換器的開關切換速度上想辦法，這對降低其輻射水平是很有幫助的。

為了理解這能導致多大程度的改進，我們需要對不連續(xù)電流脈沖的高頻成分進行一番探討。圖6左側顯示的是簡化為梯形了的電流波形，其周期為TPERIOD，脈沖寬度為TW，脈沖上升/下降時間為TRISE。從頻域來看此信號，其中含有基頻成分和很多高次諧波成分，通過傅里葉分析可以知道這些高頻成分的幅度和脈沖寬度、上升/下降時間之間的關系，這種關系被表現(xiàn)在圖6的右側。

EMI輻射問題常常發(fā)生在50MHz~300MHz頻段。通過增加上升和下降時間可將fR的位置向低頻方向移動，而更高頻率信號的強度將以40dB/dec的速度快速降低，從而改善其輻射狀況。在低頻段，較低的上升和下降速度所導致的改善是很有限的。

在自舉電路上增加串聯(lián)電阻

開關切換波形的上升時間取決于上橋MOSFET Q1的導通速度。Q1是受浮動驅(qū)動器驅(qū)動的，該驅(qū)動器的供電來自于自舉電容Cboot。在集成化的Buck轉(zhuǎn)換器中，Cboot由內(nèi)部的穩(wěn)壓器進行供電，其電壓通常為4V~5V。見圖7左側。

在MOSFET外置的設計中，電阻可被串接到上橋MOSFET的柵極上，這就可以同時增加上橋的導通時間和截止時間。

當上橋MOSFET Q1被關斷的時候，電感電流會對Q1的寄生輸出電容進行充電，同時對Q2的寄生輸出電容進行放電，直至開關切換節(jié)點電位變得低于地電位并使Q2的體二極管導通。因此，下降時間基本上是由電感峰值電流和開關節(jié)點上的總寄生電容所決定的。

圖8顯示出了一個常規(guī)設計中的Buck轉(zhuǎn)換器IC中的寄生元件。

RC緩沖抑制電路

添加RC緩沖電路可有效地抑制振鈴現(xiàn)象，同時會造成開關切換損耗的增加。

RC緩沖電路應當放置在緊靠開關節(jié)點和功率地處。在使用外部MOSFET開關的Buck轉(zhuǎn)換器中，RC緩沖電路應當直接跨過下橋MOSFET的漏極和源極放置。圖10示范了RC緩沖電路的放置位置。

在信號上升沿測量原始振鈴信號的頻率fRING。

在開關節(jié)點和地之間增加一個小電容，這可讓振鈴信號的頻率得到降低。持續(xù)增加電容，直至振鈴信號的頻率降低到原始振鈴頻率的50%。

降低到50%的振鈴信號頻率意味著總諧振電容的大小是原始電容量的4倍。因此，原始電容Cp的值便是新增電容量的1/3。

這樣就能求得寄生電感Lp的值 ：

除了可以對諧振產(chǎn)生抑制，RC平滑抑制電路還可以輕微地降低開關切換波形上升和下降的速度。除此以外，對平滑抑制電容的充電和放電過程還會導致開關狀態(tài)變換期間出現(xiàn)額外的開關切換電流尖峰，這可在低頻區(qū)域引起新的EMI問題。

當使用了RC平滑抑制電路以后，應當確保要對電路的總功率損失進行檢查。轉(zhuǎn)換器的效率是必然會下降的，這在開關切換工作頻率很高和輸入電壓很高的時候表現(xiàn)尤甚。

RL緩沖抑制電路

一種不容易想到的抑制開關回路振鈴信號的方法是在諧振電路上增加一個串聯(lián)的RL緩沖抑制電路，這種做法如圖11所示。添加此電路的目的是要在諧振電路中引入少量的串聯(lián)阻抗，但卻足夠提供部分抑制作用。基于開關切換電路的總阻抗總是很低的事實，抑制電阻Rs可以用得很小，大概是1Ω或是更小的量級。電感Ls的選擇依據(jù)是能在比諧振頻率低的頻段提供很低的阻抗，實際上就是要在低頻段上對抑制電阻提供短路作用。由于振鈴信號的頻率通?？偸呛芨撸枰褂玫碾姼幸簿涂梢院苄?，大概就是幾個nH的量級，甚至可用幾個mm長的PCB銅箔路徑代替，這樣做并不會導致明顯增加的環(huán)路面積。也有可能用很小的磁珠來替代這個電感，讓它和Rs并聯(lián)在一起。當這么做的時候，這個磁珠應在低于諧振頻率的低頻上具有很低的阻抗，同時還要具有足夠的電流負載能力，以便能夠承載輸入端的有效電流。

6. 實戰(zhàn)案例

本章將示范在Buck轉(zhuǎn)換器的EMI設計中的不同方法所導致的影響。示范所使用的IC是RT7297CHZSP，一款800kHz工作頻率、3A輸出能力的電流模式Buck轉(zhuǎn)換器，采用PSOP-8封裝。測試中的電路工作在12V輸入下，輸出為3.3V/3A，測試所用電路顯示在圖12中。

轉(zhuǎn)換器的負載是一只并聯(lián)了10μF MLCC電容的1Ω電阻，這可為之提供3A的負載，同時對高頻信號的阻抗又是極低的。

輸入線靠電池一側的接地端通過一只100Ω的電阻和實驗臺的地連接在一起，這就給整個電路提供了一個參考地，其阻抗很像EMC測試中的LISN網(wǎng)絡。

自制的EMI電流測試工具（見第8章）可被安置在電源輸入線和輸出線上。在本文中，我們是用示波器來觀看測量到的高頻電流信號，它能顯示出轉(zhuǎn)換器開關切換期間的高頻小信號。對于這種重復出現(xiàn)的開關切換信號而言，使用示波器的FFT功能進行計算并看到測量電流中的各種頻率成分是可能的。這種方法雖然不如頻譜分析儀那么精確，但仍然不失為一種非常實用的工具，可在簡單電路的分析中提供判斷依據(jù)。

輸入電容的放置

實驗1 ：將CIN放置在遠離IC的地方。

圖16中的PCB布局呈現(xiàn)了一種很差的輸入電容放置方法，這將在切換回路中引入很大的寄生電感。（此布局中還有額外的間隙以增加回路的面積。）

我們可以用環(huán)形天線在PCB上方搜索輻射場以發(fā)現(xiàn)共模電流的源頭所在。當環(huán)形天線移動到輸入環(huán)路的上方時，示波器在低頻至高達200MHz的頻段上顯示出巨大的輻射噪聲，參見圖18。

我們也同時看到開關切換波形上出現(xiàn)很高的過沖和振鈴信號，這些信號實際上已經(jīng)超過了IC的耐壓規(guī)格。這些狀況說明錯誤的輸入電容放置位置可以導致很高的輻射和巨大的振鈴信號。

實驗2 ：將CIN靠近IC放置

我們繼續(xù)使用單面PCB，并將CIN放置到靠近IC的地方，這樣就形成了比較小的CIN回路。參見圖20。

在RT7297CHZSP中，芯片底部的散熱焊盤是沒有和晶圓內(nèi)核連接在一起的，所以在PCB布局中將銅箔和散熱焊盤連接在一起并不能縮短CIN回路。它的上橋MOSFET和下橋MOSFET通過多根邦定線連接到VIN和GND端子，因而可以通過這兩個端子形成最短的回路。

實驗3 ：直接在IC的VIN端子和GND端子之間增加額外的10nF小電容

圖22顯示出了電容的放置方法，現(xiàn)在的CIN回路就通過IC的引腳、內(nèi)部的邦定線和0603規(guī)格的電容形成了。

為了看清信號，測試天線也不得不再靠近PCB一些，其結果顯示高頻噪聲已經(jīng)消失，但在大約25MHz的地方出現(xiàn)了一個大的低頻尖峰。

解決這個問題的辦法是在10nF小電容的旁邊并聯(lián)一個具有稍高ESR的22μF 1206電容。

采用經(jīng)過優(yōu)化了的CIN放置方法的PCB布局設計如下圖24所示。

電源輸入線上的高頻電流由差模電流和共模電流構成。對于共模電流，可以在PCB布局設計時將具有高電流變化率dI/dt的電流環(huán)最小化予以消減。而差模電流則有不同的來源，我們可以如圖27那樣將正、負兩條線以不同方向穿過自制的電流探頭的磁芯來進行測量。

通過增加輸入電容可以降低差模電流，但更有效的做法是在輸入線上加入一個小型的LC濾波器，如圖28右側所示的那樣。

沒有輸入濾波器	添加10μF 1206 MLCC + 2A 0603磁珠（BLM18PG121SN1）作為濾波器	添加10μF 1206 MLCC + 1μH 1.5A 電感（LQH3NPN1R0）作為濾波器

在輸出線上濾波

當對輸出端的差模信號進行測量時，我們能看到的高頻成分會比較少，這是因為輸出電流是連續(xù)的，電流變化率不高。然而，我們?nèi)阅茉谄渲锌吹礁哌_30MHz左右頻率的低頻噪聲，這是由于轉(zhuǎn)換器中電感上的電流紋波經(jīng)過輸出電容傳遞到了輸出端成為輸出端上的差模電流，畢竟這些電容也含有ESR和ESL嘛。通過在輸出端添加額外的LC濾波器可以將大部分的差模信號濾除掉，這種濾波器可由磁珠和MLCC電容構成，其方法如圖30所示。

測量3.3V輸出端差模信號的方法	沒有濾波器時的輸出	使用輸出濾波器（22μF 1206 MLCC + 0603 4A磁珠 BLM18SG700TN1）之后的結果

屏蔽電感的漏磁會比較低，其磁場信號不容易進入輸出回路，但沒有屏蔽或是半屏蔽的電感就完全不一樣了。一旦遇到這樣的狀況，輸出回路的面積就必須最小化以使其不容易將電感的漏磁耦合進去。

通過在自舉電路中串聯(lián)電阻和使用RC緩沖抑制電路消減振鈴信號

在此實驗中，我們使用雙面PCB，輸入電容的放置位置如上面的實驗2一樣，這樣的配置可以在輸入回路中引入比較明顯的輻射。

開關切換波形顯示出5V的過沖，過沖信號的振蕩頻率為238MHz；輸入線上的共模電流顯示出明顯的高頻噪聲。參考圖33。

振鈴信號的原始頻率fRING= 238MHz，添加220pF電容后，fRING變成114MHz，所以CP= 220pF/3 = 73pF。

LP可由公式算得，其結果為LP= 6.1nH。

上升沿干凈無振鈴	下降沿沒有什么改變

由上圖可見，Rboot對效率的影響比較小，但在負載很重的時候其影響會加大。

RC平滑抑制電路對效率的影響會比較大，特別是在輕載和中等負載的情況下，但最大也就1~2%，處于可以接受的范圍。需要特別注意的是，當Buck轉(zhuǎn)換器的工作頻率很高和輸入電壓很高的時候，RC平滑抑制電路對效率的影響會很大。

7. BUCK轉(zhuǎn)換器PCB布局設計要點

做好Buck轉(zhuǎn)換器PCB布局設計的關鍵是在一開始就要計劃好關鍵元件的放置位置。

在噪聲敏感的應用中，最好是選擇小型封裝的、電感很低的晶圓倒裝芯片。

開關切換節(jié)點和BOOT引腳含有很高的電壓變化率dV/dt，可導致嚴重的電場輻射，因而其銅箔面積應當保持最小化，還要避開其它敏感電路。

轉(zhuǎn)換器的小信號部分應當與大功率的開關切換部分分開，其地線應當位于干凈無噪聲的地方，千萬不要將輸入端的電流信號和輸出端的紋波電流引入其中。

當使用地線層的時候，要盡力保持輸入切換回路下面的地層的完整性。任何對這一區(qū)域地線層的切割都會降低地線層的有效性，即使是通過地線層的信號導通孔也會增加其阻抗。

導通孔可以被用于連接退藕電容和IC的地到地線層上，這可使回路最短化。但需要牢記的是導通孔的電感量大約在0.1~0.5nH之間，這會根據(jù)導通孔厚度和長度的不同而不同，它們可增加總的回路電感量。對于低阻抗的連接來說，使用多個導通孔是應該的。

需要注意的是將地線層作為電流回流的路徑會將大量噪聲引入地線層，為此可將局部地線層獨立出來，再通過一個噪聲很低的點接入主地當中。

當?shù)鼐€層很靠近輻射回路的時候，其對回路的屏蔽效果會得到有效的加強。因此，在設計局多層PCB的時候，可將完整的地線層放在第二層，使其直接位于承載了大電流的頂層的下面。

非屏蔽電感會生成大量的漏磁，它們會進入其他回路和濾波元件之中。在噪聲敏感的應用中應當使用半屏蔽或全屏蔽的電感，還要讓敏感電路和回路遠離電感。

8. 你可以自制的簡易EMI問題探測工具

測量電磁兼容性問題通常意味著你得拿著自己的產(chǎn)品原型跑到電磁兼容實驗室去進行測試，那里通常有3m的無回聲房間，還備有特別的使用天線和接收機的測量設備，測量的數(shù)據(jù)可顯示出整個系統(tǒng)的最后結果，但在這樣的地方并不總是能夠容易地找到造成特定輻射問題的根本原因。

其實我們是有可能在實驗室環(huán)境下對產(chǎn)品原型進行一些基本的EMI測試的，還可對系統(tǒng)的各個模塊分別進行。這樣的測試通常屬于近場環(huán)境（測量距離 < 0.16λ），因而在測試電流回路的輻射狀況時需要使用小型的環(huán)形天線來對高頻磁場進行測量。你可以使用一段50Ω的同軸電纜自己制作小型的擁有電屏蔽的環(huán)形天線，這看起來并不是一件很難的事情，可參考圖43的示意進行。

由于電源線的輻射對EMI水平的影響很大，你也可以測量這些線上的高頻電流。不是所有的電流探頭都有足夠的帶寬可以凸顯EMI問題，這可通過將幾匝線圈穿過一個EMI鐵芯以形成一個高頻電流變壓器的方法來解決。其做法與環(huán)型天線的做法差不多，但需要將環(huán)形線圈3次穿過鐵芯。參見圖44。

為了將測試工具和測試對象隔離開，最好是在電纜上加一個共模線圈，這可通過將引入分析裝置的電纜多次穿過一個扣合式的EMI鐵芯來實現(xiàn)。

另外一種手持式的工具是電流探測器，這是一種使用開放式鐵芯的小型化電流變壓器，參見圖46。這種工具可用于測量銅箔路徑或元件引腳上的高頻電流。

本文中的所有測試都是使用這里描述的工具進行的。

9. 總結

解決EMI問題可能是一件很復雜的事情，尤其是在面對完整的系統(tǒng)，同時又不知道輻射源所在的時候。有了關于高頻信號和開關切換式轉(zhuǎn)換器中的電流回路的基礎知識，再加上對元器件和PCB布局在高頻情況下的表現(xiàn)的了解，結合某些簡單自制工具的使用，要想找出輻射源和降低輻射的低成本解決方案，從而輕松的解決EMI問題是有可能的。

Buck轉(zhuǎn)換器中的主要輻射源是轉(zhuǎn)換器的輸入切換回路，它是我們考慮問題的重點。采用不同封裝的開關切換式轉(zhuǎn)換器在獲得最佳元件布局方案以得到EMI輻射最低的解決方案方面有可能扮演非常重要的角色。

降低轉(zhuǎn)換器的開關切換速度可對降低EMI有幫助，但這通常不是最優(yōu)的選擇。通過地線層進行屏蔽是一種很有效的做法，它們應該盡可能地長大、完整，還要盡可能靠近有輻射的環(huán)路。對輸入和輸出線進行濾波可以很有效地降低傳導輻射水平。