基于LTC4218的熱插拔設計解決方案

簡介

隨著為云服務的數(shù)據(jù)中心的速度和容量不斷增長，需要通過背板電源提供電流，從而推動Hot Swap ?組件的性能界限。熱插拔解決方案允許將板插入帶電背板并從中移除，而不會干擾分配給其他板的電源。典型的熱插拔解決方案使用一系列MOSFET來管理背板和電路板之間的電源流 - 防止故障和故障中斷電源到系統(tǒng)的其他部分。

設計強大熱插拔的挑戰(zhàn)解決方案隨著當前需求的增加而倍增負載電流為100A時，僅僅確定功耗要求已經不夠了。設計人員必須密切關注MOSFET安全工作區(qū)（SOA），并了解多個檢測電阻的開爾文電流檢測技術。本文介紹如何使用基于LTC4218熱插拔控制器的12V / 100A解決方案來解決這些問題。

12V / 100A熱插拔設計

圖1顯示了LTC4218Hot Swap控制器管理電路板的電源，該電路板包含高達1000μF的旁路電容，可提供高達100A的負載電流，并熱插入12V背板電源。

支持100A負載電流而不會在MOSFET M1和M2中產生過多功耗，這要求PG（電源良好）信號禁用負載，直到輸出完全上電。通常，這是通過使用熱插拔控制器的PG信號控制下游電路的RESET信號來實現(xiàn)的。在圖1的電路中，如果啟動期間有效負載電阻大于10Ω（PG為低電平時），則輸出正常上電。如果在啟動期間輸出電阻很低（例如在輸出短路故障期間可能發(fā)生），LTC4218會檢測到這種情況并關閉串聯(lián)MOSFET。

在啟動期間，通過R4將LTC4218的ISET引腳拉低，直到PG信號轉換為高電平，從而降低電路的電流限制閾值。 R4的3kΩ電阻將電流限制閾值降低至正常工作電流限值的約13％。任何在啟動期間吸收額外電流超過該電平的故障條件都會導致TIMER激活并關閉MOSFET。 （相對較小的元件M3，M4，R6，R7和C4一起工作，以便在PG引腳拉低時有效地連接R4的3k電阻和接地之間的電阻。）

啟動時的輸出斜率 - 上升由LTC4218的24μA上拉電流設置到C1和MOSFET M1和M2的柵極。結果是輸出斜坡率為2V / ms。由于PG信號禁用負載電路，啟動時的電流專用于為熱插拔電路下游的電容充電，如圖1中的C6所示。以2V / ms的速率斜升1000μF的電容需要1000μF?（ 2V / ms）= 2A電流。這遠低于R4在16A或正常工作電流限值的13％設定的啟動電流限制閾值。這允許在電流感測中存在大量不準確的余量。在啟動期間即使短時間超過此電流限制閾值也表示輸出處有故障狀態(tài)，LTC4218通過關閉MOSFET M1和M2來響應。

MOSFET安全工作區(qū)

在此應用程序中，僅M1或M2就可以滿足整個SOA。假設在啟動期間電流和SOA在MOSFET之間平均分配或輸出過載故障導致MOSFET上的源極電壓顯著降低是不明智的。兩個MOSFET都應該能夠支持應用的整個SOA。

另一方面，當MOSFET在正常工作期間完全增強時，其行為類似于電阻器，可以安全地假設目前的股票更平等。在此應用中，兩個MOSFET用于降低正常工作期間的功耗，而不是滿足瞬態(tài)安全工作區(qū)域要求。在100A時，單個1mΩMOSFET消耗的功率為I 2 R =（100A） 2 ?1mΩ= 10W。如果電流在50A時均勻分配，則每個MOSFET的功率更合理I 2 R =（50A） 2 ?1mΩ= 2.5W。

使用多個檢測電阻進行適當?shù)拈_爾文檢測

在這些電流水平下，正確監(jiān)測檢測電阻兩端的電壓可能具有挑戰(zhàn)性。利用LTC4218的15mV電流檢測閾值，100A電流限制需要小于0.15mΩ的檢測電阻，通常使用開爾文檢測方案中的并聯(lián)電阻實現(xiàn)。

在熱插拔（或其他電流檢測）應用中使用單個檢測電阻時，通常的做法是在IC的檢測引腳和檢測電阻之間使用單獨的低電流開爾文走線。圖2顯示了與電流檢測電阻的開爾文連接示例布局。檢測電阻與LTC4218 SENSE + 和SENSE 之間的低電流開爾文檢測路徑 - 引腳消除了由于大電流通過電阻PCB銅時出現(xiàn)的電壓降引起的誤差。

在這個100A應用中，有必要實現(xiàn)具有多個并聯(lián)感的感測電阻電阻器。并聯(lián)的8個1mΩ電阻是合理的選擇，因為它可以產生8?（15mV /1mΩ）= 120A的典型電流限制，提供高于負載100A的舒適余量。

然而，將檢測電阻的數(shù)量乘以布局挑戰(zhàn);圖2中單個電阻所示的簡單布局不再足夠。電流很少在檢測電阻中共享 - 在高電流應用中，幾個低值檢測電阻之間的電流差異并不罕見。由于PC板銅平面的有限電阻與感測電阻串聯(lián)，因此放置得更靠近MOSFET M1和M2的電阻比較遠的感應電阻傳導更大比例的負載電流。如果可能，首選布局是在PC板的頂部和底部放置相同數(shù)量的檢測電阻。這樣可以最大限度地減少因到達最遠的檢測電阻所需的橫向電流流過銅平面而引起的寄生電壓降。

即使采用最佳的PC板布局，也需要使用電阻網絡來平均在1mΩ電阻上檢測電壓。在這個12V / 100A應用中，LTC4218的SENSE + 和SENSE - 引腳連接到8個1mΩ檢測電阻，帶有1Ω電阻陣列，如圖1所示在SENSE + 和SENSE - 引腳之間產生的電壓是1mΩ檢測電阻上所有電壓的平均值，有效地開爾文檢測8個1mΩ電阻。示例布局如圖3所示。

實驗室結果

當然，計算和電路仿真不能替代臺式測試，特別是在使用高電流熱插拔解決方案時。圖4顯示了此設計的示波器波形，在ENABLE / RESET信號轉換為高電平后，啟動為100Ω電阻，然后執(zhí)行100A負載。請注意，此設置中的ENABLE / RESET驅動電子負載箱的4V ON信號，而不是圖1中M5和R10的12V電平。

圖4中的波形為當沒有故障時，典型的正常操作。 12V輸入電源首先上升。然后，LTC4218以2V / ms的速率為1000μF輸出電容充電。最后，當ENABLE / RESET輸出轉換為高電平時，100A負載導通，表明MOSFET M1和M2完全增強。

圖5顯示了LTC4218在輸出發(fā)生短路時關斷MOSFET M1和M2。輸入電壓上升100ms后，電路開始對輸出節(jié)點充電。 LTC4218將充電電流限制在16A啟動電流限制閾值，并快速檢測到短路。該解決方案可以正確響應并關閉負載電源，以避免對系統(tǒng)中其他組件造成任何中斷（和損壞）。

結論

多年來，Hot Swap解決方案的設計者不得不不斷應對不斷增加的電源電流帶來的新挑戰(zhàn)。一些問題并不新鮮，例如高電流導致的功耗要求，但今天的電流水平已經將一些新的設計問題推到了前面，例如MOSFET安全工作區(qū)，以及用于多個檢測電阻的開爾文檢測技術。此處顯示的12V / 100A LTC4218熱插拔控制器解決方案專門針對這些設計點。