基于對數放大器和定向耦合器進行VSWR檢測

除了信號失真，低效率和駐波之外，由傳輸線與其負載之間的阻抗失配反射的RF能量也會損壞信號源，例如功率放大器（PA）。然而，基于對數放大器和定向耦合器的電路可以檢測所產生的駐波的電壓駐波比（VSWR），以觸發(fā)保護PA免受過大的VSWR值的影響。

VSWR是電路中阻抗不匹配的量度。大的VSWR會在RF電路中引起許多問題。最壞情況影響包括對RF /微波高功率放大器（HPA）的永久性損壞，通常稱為VSWR故障。保護HPA免受此類災難至關重要。本文演示了一種使用定向耦合器和高性能RF對數放大器檢測VSWR條件并保護HPA免受此類故障影響的方案。設計并測試了VSWR檢測和保護方案的原型。 VSWR》 4：1時受損的特定HPA設計即使在配備了所提出的保護方案時受到》15：1的VSWR后也能正常工作。

沿傳輸線的電壓和電流是通過稱為特征阻抗（Z O ）的特定比率相關聯(lián)。當沿著傳輸線行進的傳導RF能量遇到等于特征阻抗的負載時，所有可用功率都被傳遞到負載。沿著傳輸線的任何不連續(xù)（不匹配）改變負載阻抗會引起沿線的反射電流和電壓，從而產生駐波。入射和反射波相干和相消干涉導致最大值（V max ）和最小值（V min ），如圖1所示。電壓駐波比（VSWR），a測量這種不匹配，定義為V max / V min 的比率。

完全匹配的阻抗（VSWR = 1： 1）導致理想的動力傳遞，而嚴重不匹配的阻抗（高VSWR）導致減少到負載的功率傳輸。高VSWR會導致系統(tǒng)中的任何地方出現(xiàn)問題，但天線前面的PA對這些事件最敏感。過大的VSWR會降低無線電的工作范圍，導致發(fā)射信號使接收部分飽和或導致無線電升溫。更嚴重的影響會損壞發(fā)射機并通過某些災難性故障機制（例如燃燒）來破壞傳輸線電介質。高VSWR也可能導致電視廣播系統(tǒng)中的陰影，因為從天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后重新廣播，導致多路徑現(xiàn)象。

VSWR檢測

等式1和圖1顯示，如果已知反射系數，則可以計算VSWR。

其中，

V i =入射波; V r =反射波; Z 0 =特征阻抗; Z L = load

圖2顯示了位于源和負載之間的定向耦合器，用于隔離和采樣來自負載的入射波和反射波。具有高方向性，入射波與反射波的比率等于反射系數，如公式2所示。因此，借助定向耦合器和探測器，可以檢測反射波和入射波并進行后處理（進行反射和入射波的分離）以測量反射系數。

其中，

C =耦合系數; D =方向性

θ和Φ=通過耦合器的未知相位延遲

V C =耦合器耦合端口（端口C）上的電壓，入射波的樣本》 V D =耦合器反射端口（端口D）上的電壓，反射波的樣本

一旦入射和反射信號被采樣和隔離，需要檢測這些信號的大小，這需要雙檢測器。最佳檢測方法是通過考慮測量精度和溫度檢測范圍來確定的。

檢測方法的準確性將決定VSWR測量的準確性。用于檢測入射波和反射波的輸出的精度由于兩個通道之間的耦合而降低，特別是當兩個通道以不同的功率水平操作時。這意味著隔離是探測器選擇的主要標準之一。這種隔離標準有兩個：兩個RF通道輸入之間的隔離，以及從一個RF通道輸入到另一個RF通道輸出的隔離。使用網絡分析儀可以輕松測量兩個輸入之間的隔離，但輸入到輸出隔離更為重要。輸入到輸出隔離是通過增加一個通道上的功率電平來測量的，直到它開始影響另一個通道的功率檢測精度（在其動態(tài)范圍內低得多的功率水平）1 dB。兩個功率電平之間的差異是輸入到輸出的隔離?？梢允褂貌煌档鸟詈掀骱退p器來定位功率電平，以便在輸入處產生最小的差異，以便減少耦合。 PC板上的耦合也會影響隔離。在布局中應注意將RF輸入彼此隔離。

入射信號的檢測范圍等于發(fā)射器的輸出功率范圍，但是從接口反射的反向傳播信號的檢測需要更大。反射功率電平范圍可以從非常小的信號電平（當PA和天線之間存在良好的阻抗匹配時）到與事件信號的最大電平一樣大的信號電平（當開路或短路時）在傳輸線上）需要具有高動態(tài)范圍的探測器。

對數減法相當于除法的事實使得很容易執(zhí)行復雜的信號分割數學，這是選擇VSWR檢測的對數放大器的一個重要原因。對于使用對數放大器的VSWR測量，兩個探測器應位于同一芯片上，以提供溫度和工藝變化的良好匹配。對數放大器還具有比其他探測器類型更大的動態(tài)范圍。所有這些都表明，用于VSWR應用的最佳檢測方法是雙對數放大器，具有高動態(tài)范圍和良好的溫度精度。

除差分輸出外，最好能夠訪問單個對數放大器輸出，因為大多數RF設計人員使用此信息來同時確定Tx部分的輸出功率。 ADL5519是雙對數檢測器的一個很好的例子，它具有單獨的通道輸出以及兩個通道之間的差異。如圖3所示，ADL5519提供54 dB動態(tài)范圍，從低頻到8 GHz，溫度漂移小于±0.5 dB，是檢測入射和反射波并同時控制輸出功率的理想解決方案。 ADL5519具有出色的輸入至輸入和輸入至輸出通道隔離規(guī)格（》 30 dB），如圖4和圖5所示，使該器件適用于雙射頻通道系統(tǒng)。 AD8302可用于不需要單獨日志輸出的地方。

有許多方法可以保護放大器免受潛在的破壞性高VSWR。高VSWR條件在高輸出功率下通常是災難性的，因此保護電路的目標應該是降低輸出功率，從而將放大器置于安全工作模式。 VSWR檢測方法獨立于放大器的架構，但該架構的功率控制方案確實影響放大器保護機制的選擇。

對于放大器電源由外部引腳控制的情況，當VSWR事件超過預定參考電平時，可以輕松降低輸出功率。所提出的保護方案能夠改變該參考電平，將VSWR保護擴展到幾種不同的PA架構。

VSWR保護原型結果

這種VSWR保護機制用于保護GSM PA嚴重不匹配。定向耦合器和雙檢測器用于檢測反射系數。當VSWR超過安全限值時，保護電路會通過調節(jié)其電源控制引腳上的電壓來降低放大器的輸出功率。

VSWR檢測電路如圖6所示，由定向耦合器，雙對數檢測器和鉗位電路組成。 HPA和負載之間的定向耦合器將入射和反射波的樣本耦合到耦合和反射端口，然后將其饋送到雙對數檢測器，例如ADL5519或AD8302。定向耦合器具有30 dB耦合系數和900 MHz時大于15 dB的方向性，用于將耦合和反射信號定位在探測器的探測范圍內。

來自定向耦合器的反射端口（P D ）的功率（與VSWR成比例）被饋送到一個探測器的輸入通道。來自耦合端口（P C ）的功率（與VSWR無關）被饋送到另一個輸入通道。如等式3所示，雙對數檢測器計算這兩個信號的對數減法，導致差值輸出V DIFF 與反射和耦合信號的比率成比例，其等于反射系數。該方程適用于具有高方向性（》 40 dB）的耦合器。在較低的方向性下，測量的V DIFF 輸出將是VSWR的相位的函數。發(fā)現(xiàn)15 dB的方向性足以區(qū)分1.5和3.0的VSWR，而不必擔心VSWR的相位。

其中，

V DIFF 是雙對數放大器檢測器的差分輸出（V）

V SLP 是斜率（mV）對數放大器檢測器的/ dB）

P INT 是V OUT 與P IN 的X軸截距（dBm） 》曲線（見圖4）

V LVL 是恒定的共模電壓電平（V）

Z IN 是探測器的輸入阻抗《 / p》

當對數檢波器的差分輸出（V DIFF ）增加預定電壓電平（V REF 時，基于運算放大器的鉗位電路觸發(fā)），表示高VSWR條件。一旦檢測到高VSWR條件，HPA將使用其電源控制電壓端口（V APC ）關閉到安全工作模式。在決定V REF 水平時，應考慮P OUT 與PA的V APC 特性。在此工作模型中，V REF 電平設置為觸發(fā)鉗位電路，VSWR》 1.5：1。

當在900 MHz時P OUT = 34.5 dBm的VSWR》 4：1時，圖7所示的GSM PA受到不可逆轉的損壞。在使用這些條件進行的探測器電路的實驗測試中，類似的GSM PA即使在經受VSWR》 15：1之后仍然起作用，如圖8所示。這些結果表明該裝置能夠在嚴重下保護功率放大器。錯配條件。