應用ADC的變壓器耦合前端的設計

簡介

隨著高頻IF采樣的推進，A / D轉換器的模擬輸入和整體前端設計已成為接收器設計的關鍵要素。許多應用正在遷移到超奈奎斯特采樣，以消除系統(tǒng)設計中的混合階段。放大器在這些高頻下造成問題，因為高性能并不像通常使用它們的奈奎斯特應用那樣容易實現(xiàn)。此外，無論使用何種輸入頻率，放大器的固有噪聲都會降低ADC的信噪比（SNR）。變壓器為設計人員提供了一個相對簡單的解決方案，可以解決噪聲問題，同時為高頻輸入提供良好的耦合機制。

變壓器

讓我們一起來看看在變壓器的基本構成中，總結它為用戶提供的內(nèi)容。首先，變壓器本身是交流耦合的，因為它是電隔離的，不會通過直流電平。它為設計人員提供了基本無噪聲的增益，這取決于設計人員選擇的匝數(shù)比。變壓器還提供了從單端到差分電路的快速簡便的轉換方式。最后，中心抽頭變壓器可以自由地任意設置共模電平。這種優(yōu)點的組合減少了前端設計中的元件數(shù)量，這對于將復雜性保持在最低限度至關重要。

但是，使用中心抽頭變壓器時應該小心。如果轉換器電路在差分模擬輸入之間出現(xiàn)大的不平衡，則大量電流可能流過變壓器的中心抽頭，可能使磁芯飽和。例如，如果使用V REF 來驅動變壓器的中心抽頭，則會導致不穩(wěn)定，并且滿量程模擬信號會過載ADC的輸入，從而打開保護二極管。

雖然外觀簡單，但變壓器不應掉以輕心。有很多可以了解并從中學習。讓我們看一下變壓器的簡單模型，看看什么是“引擎蓋下”。一些簡單的公式將理想變壓器端子上的電流和電壓聯(lián)系起來，如圖1所示。當電壓升高時變壓器，其阻抗負載將反射回輸入。匝數(shù)比 a = N 1 / N 2，定義了初級電壓與次級電壓的比值;電流是反向相關的（ a = I 2 / I 1），以及從次級反射的主要電阻中看到的阻抗比作為匝數(shù)比的平方（Z1 / Z2 = a 2 ）。變壓器的信號增益簡單表示為20 log（V2 / V1）= 20log√（Z2 / Z1），因此電壓增益為3dB的變壓器阻抗比為1：2。這使得設計的第一步變得簡單。

圖1b顯示了與變壓器發(fā)揮作用的理想的許多固有和寄生偏差。其中每一個都有助于建立變壓器的頻率響應。它們可以幫助或阻礙性能，具體取決于前端實現(xiàn)。圖1b提供了一種模擬變壓器以獲得一階預期的好方法。一些制造商在其網(wǎng)站上或通過支持小組提供建模信息。任何計劃使用硬件進行模型分析的人都需要一個網(wǎng)絡分析儀和一些樣本來正確地進行所有測量。

真正的變壓器有損耗和有限的帶寬。由于寄生效應的配置意味著，可以將變壓器視為寬帶帶通濾波器，可以根據(jù)其-3 dB點來定義。大多數(shù)制造商將根據(jù)1,2和3 dB帶寬指定變壓器頻率響應。幅度響應伴隨著相位特性。通常，良好的變壓器在其頻率通帶上將具有1％至2％的相位不平衡。

現(xiàn)在讓我們考慮一些涉及ADC的變壓器耦合前端的設計示例。由于變壓器主要用于隔離和中心攻絲，因此這些示例將通過使用單位匝數(shù)比進行簡化討論。

示例

在第一個示例中，如圖所示2，采用14位，80 Msps ADC的AD6645，差分輸入阻抗為1 kohm。 33歐姆串聯(lián)電阻可隔離ADC輸入電路中的瞬態(tài)電流。選擇501歐姆終端電阻，在主電路上實現(xiàn)50歐姆輸入，以匹配50歐姆模擬輸入源。因此

變壓器次級中的電阻組合實際上與58歐姆電阻并聯(lián)。終端電阻的選擇取決于所需的輸入阻抗。為簡單起見，假設本節(jié)中的所有示例都需要與50歐姆源匹配。

這是一個簡單的例子，因為我們假設輸入頻率在基帶或第一奈奎斯特區(qū)。但是，如果要求前端設計處理100 MHz模擬輸入，情況則完全不同。變壓器會發(fā)生什么？在施加如此高的IF頻率時，寄生電容耦合的任何差異（圖1b中的C2-C5）都會使變壓器的次級輸出失衡。由此產(chǎn)生的不對稱性會在轉換器的模擬輸入端產(chǎn)生偶數(shù)階失真，從而導致數(shù)字信號中的二階諧波失真。

為了說明這一點，圖3顯示了當一個2 V p-p正弦輸入施加到初級時（圖3a中為100 MHz，圖3b中為200 MHz）時次級上的電壓。預計次級輸出將產(chǎn)生1-V p-p正弦波。但在100 MHz時，它們的振幅偏差為10.5 mV p-p，相位不平衡為0.5°。在200 MHz時，幅度差為38 mV pp，或1.9％。

改善這種情況的一種方法是將第二個變壓器與第一個變?yōu)榧壜?lián)提供額外的隔離并減少不平衡的電容饋通（圖4）。

使用這種方案，施加到轉換器的差分電壓不太可能彼此偏離，特別是在高頻率時這最重要。圖5說明了這一點：第一個變壓器寄生耦合電容C1和C2的次要差異減小了。級聯(lián)的第二個變壓器能夠重新分配核心電流，并為第二個變壓器的初級線路提供更多相等的信號。這種配置中的兩個級聯(lián)變壓器為高頻提供了更好的平衡解決方案。

從仿真中可以看出圖6中的性能優(yōu)勢。在圖6a中，模擬輸入為100 MHz時，偏差降至0.25 mV p-p或0.013％相位不平衡。在200 MHz（圖6b），變壓器的次級輸出之間僅有0.88 mV的p-p差異，即0.044％。這是一個很大的改進，通過添加一個額外的組件來實現(xiàn)。

另一種方法是使用雙巴倫型變壓器配置。平衡 - 不平衡（平衡 - 不平衡）的作用類似于傳輸線，并且通常具有比前面討論的標準通量型變壓器更大的帶寬。它們可以在初級和次級之間提供良好的隔離，并且損耗相對較低。但是，它們需要更多的功率來驅動，因為輸入阻抗從初級到次級減半。圖7a示出了用于實現(xiàn)寬通帶的常見實現(xiàn)。在圖7b中，巴倫型變壓器針對不平衡進行了預補償。

響應峰值

圖8a顯示了典型的變壓器頻率響應，基本上是帶寬超過100 MHz的寬帶濾波器。與變壓器初級串聯(lián)的電感可用于改變變壓器的帶寬響應，通過使通帶中的增益達到峰值并在通帶外提供更陡的滾降（圖8b）。電感器具有在傳遞函數(shù)中增加零和極點的效果。

圖9顯示了圖2中帶有串聯(lián)電感的電路。電感值取決于所需的峰值和帶寬量。然而，設計人員應該注意，在響應平坦度和良好的相位響應是重要標準的情況下，這種峰值可能是不合需要的。

開關電容ADC

在這一點上，我們僅討論了使用已知輸入阻抗連接ADC，以AD6645-80為例。但是具有開關電容接口的ADC呢？開關電容ADC沒有內(nèi)部緩沖器，因此用戶直接與內(nèi)部采樣電路建立連接 - 內(nèi)部采樣電路的阻抗隨施加的輸入頻率而變化很大。在圖10中，A / D轉換器是AD9236-80，具有10 MHz模擬輸入。在 track （采樣）模式下，輸入看起來像一個4,135歐姆的差分阻抗，與1.9 pF電容并聯(lián)。但 hold 模式看起來會有所不同。應用筆記AN-742提供了有關獲得這些模擬輸入阻抗值的良好信息。 ADI公司的許多開關電容ADC值可以通過電子表格形式下載到ADI公司網(wǎng)站上的ADC產(chǎn)品頁面，同時提供0.3 MHz至1 GHz的采樣保持值。

200-nH系列電感用于抵消從ADC輸入反射回來的輸入電容的電抗，使輸入看起來盡可能具有電阻，以實現(xiàn)良好的50-在感興趣的頻帶中終止歐姆。注意，可以使用其他電感值來設置所需的帶寬和增益平坦度，如圖8b所示。

對于此處討論的所有示例，使用1：1匝數(shù)比（阻抗比）。因此變壓器提供0 dB的標稱電壓增益。這是最容易配置的變壓器類型，因為變壓器的寄生效應相對容易理解和補償。但是，當輸入信號較低時，某些應用可能需要固有的電壓增益。使用匝數(shù)比為1：2或1：4（阻抗比為4或16），變壓器提供的電壓增益分別為6 dB或12 dB。

這里的好處是，與放大器不同，變壓器基本上不產(chǎn)生噪聲。然而，1：2或1：4變壓器中的寄生效應更難以補償，特別是在很寬的頻率范圍內(nèi)。例如，在1：2匝數(shù)比下，電容項成為四倍，而電感和電阻項則下降到原始值的四分之一。對于1：4的匝數(shù)比，相同的項上升或下降16倍。當與開關電容輸入ADC接口時，挑戰(zhàn)更加困難，因為電容項既大又隨頻率變化?？紤]到困難，進行此類設計的最佳方法是優(yōu)化給定波段內(nèi)的中心頻率。

結論

經(jīng)驗豐富的設計師會注意到我們的討論主要集中在理想的電路關系上，雖然暗示了匝數(shù)比和寄生問題 - 以及一些處理它們的建筑設計方法 - 我們只是撇開了表面。那么在處理新設計時應該做些什么呢？設計人員需要盡可能多地了解為ADC設計選擇的變壓器。在任何前端設計中執(zhí)行此操作的最佳方法是調(diào)查在感興趣的頻率上發(fā)揮作用的寄生效應。正確的設計和分析涉及使用網(wǎng)絡分析儀。它將展示前端設計在給定頻率范圍內(nèi)如何在阻抗，VSWR，插入損耗和差分相位失配方面發(fā)揮作用 - 從而提供關于ADC如何在變壓器耦合應用中工作的關鍵信息。