深入了解差動放大器電路設(shè)計原理 —電路圖天天讀（117）

　　經(jīng)典的四電阻差動放大器似乎很簡單，但其在電路中的性能不佳。本文從實(shí)際生產(chǎn)設(shè)計出發(fā)，討論了分立式電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。大學(xué)里的電子學(xué)課程說明了理想運(yùn)算放大器的應(yīng)用，包括反相和同相放大器，然后將它們進(jìn)行組合，構(gòu)建差動放大器。圖 1 所示的 經(jīng)典四電阻差動放大器非常有用，教科書和講座 40 多年來一直在介紹該器件。

　　圖 1. 經(jīng)典差動放大器

　　CMRR

　　差動放大器的一項(xiàng)重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如圖1 所示，假設(shè)V2 為 5 V，V1 為 3 V，則 4V為共模輸入。V2 比共模電壓高 1 V，而V1 低 1 V。二者之差為 2 V，因此R2/R1的“理想”增益施加于 2 V。如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動放大器放大，并作為V1 和V2 之間的有效電壓差出現(xiàn)在VOUT ，無法與真實(shí)信號相區(qū)別。差動放大器抑制這一部分電壓的能力稱為共模抑制（CMR）。該參數(shù)可以表示為比率的形式（CMRR），也可以轉(zhuǎn)換為分貝 （dB）。因此，在單位增益和 1%電阻情況下，CMRR等于 50 V/V（或約為 34 dB）；在 0.1%電阻情況下，CMRR等于 500 V/V（或約為 54 dB）—— 甚至假定運(yùn)算放大器為理想器件，具有無限的共模抑制能力。若運(yùn)算放大器的共模抑制能力足夠高，則總CMRR受限于電阻匹配。某些低成本 運(yùn)算放大器具有 60 dB至 70 dB的最小CMRR，使計算更為復(fù)雜。

　　低容差電阻

　　第一個次優(yōu)設(shè)計如圖 2 所示。該設(shè)計為采用OP291 的低端電流檢測應(yīng)用。R1 至R4 為分立式 0.5%電阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR為 64 dB。幸運(yùn)的是，共模電壓離接地很近，因此CMR并非該應(yīng)用中主要誤差源。具有 1%容差的電流檢測電阻會產(chǎn)生 1%誤差，但該初始容差可以校準(zhǔn)或調(diào)整。然而，由于工作范圍超過 80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數(shù)。

　　圖 2. 具有高噪聲增益的低端檢測

　　針對極低的分流電阻值，應(yīng)使用 4 引腳開爾文檢測電阻。采用高精度 0.1 Ω電阻，并以幾十分之一英寸的PCB走線直接連接該電阻很容易增加 10 mΩ，導(dǎo)致 10%以上的誤差。但誤差會更大，因?yàn)镻CB上的銅走線溫度系數(shù)超過 3000 ppm。分流電阻值必須仔細(xì)選擇。數(shù)值更高則產(chǎn)生更大的信號。這是 好事，但功耗（I2R） 也會隨之增加，可能高達(dá)數(shù)瓦。采用較小的 數(shù)值（mΩ級別），則線路和PCB走線的寄生電阻可能會導(dǎo)致較 大的誤差。通常使用開爾文檢測來降低這些誤差?？梢允褂靡?個特殊的四端電阻（比如Ohmite LVK系列），或者對PCB布局 進(jìn)行優(yōu)化以使用標(biāo)準(zhǔn)電阻，如“改進(jìn)低值分流電阻的焊盤布局， 優(yōu)化高電流檢測精度”一文中所述。若數(shù)值極小，可以使用PCB 走線，但這樣不會很精確，如“ PCB走線的直流電阻 ”一文中所述。

　　商用四端電阻（比如Ohmite或Vishay的產(chǎn)品）可能需要數(shù)美元或更昂貴，才能提供 0.1%容差和極低溫度系數(shù)。進(jìn)行完整的誤差預(yù)算分析可以顯示如何在成本增加最少的情況下改善精度。有關(guān)無電流流過檢測電阻卻具有較大失調(diào)（31mV）的問題，是“軌到軌”運(yùn)算放大器無法一路擺動到負(fù)電源軌（接地）引起 的。術(shù)語“軌到軌”具有誤導(dǎo)性：輸出將會靠近電源軌——比經(jīng)典發(fā)射極跟隨器的輸出級要近得多——但永遠(yuǎn)不會真正到達(dá)電源軌。軌到軌運(yùn)算放大器具有最小輸出電壓VOL，數(shù)值等 于VCE（SAT） 或RDS（ON） × ILOAD， ，如“MT-035：運(yùn)算放大器輸入、輸出、單電源和軌到軌問題 ”所述。若失調(diào)電壓等于 1.25 mV，噪聲增益等于 30，則輸出等于：1.25 mV × 30 = ±37.5 mV（由于存在VOS，加上VOL導(dǎo)致的 35 mV）。根據(jù)VOS極性不同，無負(fù)載電流的情況下輸出可能高達(dá) 72.5 mV。若VOS 最大值為 30μV，且VOL 最大值為 8 mV，則現(xiàn)代零漂移放大器（如 AD8539）可將總誤差降低至主要由檢測電阻所導(dǎo)致的水平。

　　另一個低端檢測應(yīng)用

　　另一個示例如圖 所示。該示例具有較低的噪聲增益，但它使 用 3 mV失調(diào)、10-μV/°C失調(diào)漂移和 79 dB CMR的低精度四通道運(yùn)算放大器。在 0 A至 3.6 A范圍內(nèi)，要求達(dá)到±5 mA精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無法實(shí)現(xiàn)。若使用 100 mΩ電阻，則±5 mA電流可產(chǎn)生±500 μV壓降。不幸的是，運(yùn)算放大器隨溫度變化的失調(diào)電壓要比測量值大十倍。哪怕VOS 調(diào)整為零，50°C的溫度變化就會耗盡全部誤差預(yù)算。若噪聲增益為 13，則VOS的任何變化都將擴(kuò)大 13 倍。為了改善性能，應(yīng)使用零漂移運(yùn)算放大器（比如 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

　　圖 3. 低端檢測，示例 2