基于DDS驅(qū)動(dòng)PLL結(jié)構(gòu)的Ka波段頻率綜合器設(shè)計(jì)方案

　1 引言
　　毫米波系統(tǒng)在雷達(dá)與制導(dǎo)、電子對(duì)抗、毫米波通信、遙感遙測(cè)等領(lǐng)域中有廣泛的應(yīng)用。作為毫米波系統(tǒng)的關(guān)鍵部件-毫米波頻率源，它性能的好壞直接影響著系統(tǒng)的整體性能。直接式頻率合成是獲得高性能毫米波頻率源的一個(gè)重要方式，但是它體積大、設(shè)備復(fù)雜、雜散也較大。數(shù)字鎖相集成器件出現(xiàn)以來(lái)，鎖相式頻率合成器得到迅速發(fā)展，但是當(dāng)需要窄頻率步進(jìn)時(shí)，環(huán)路帶寬需要降低，致使鎖定時(shí)間變長(zhǎng)，不能滿足快速跳頻的要求。DDS的出現(xiàn)恰好可以彌補(bǔ)這一缺陷，但是它輸出頻率上限太低，寬帶雜散大。在實(shí)際的應(yīng)用中，可以采用上述幾種方法相結(jié)合的方式，來(lái)彌補(bǔ)單獨(dú)應(yīng)用某種方式所具有的局限性。本文即根據(jù)毫米波雷達(dá)對(duì)頻率源的要求，選用用DDS 和混頻 PLL相結(jié)合的方式，實(shí)現(xiàn)高分辨率、低雜散信號(hào)輸出。
　　2 系統(tǒng)方案
　　本文需設(shè)計(jì)一頻率分辨率優(yōu)于1MHz，相位噪聲優(yōu)于-85dBc/Hz@1KHz， 優(yōu)于-90dBc/Hz@10KHz；雜散抑制優(yōu)于55dBc，跳頻時(shí)間優(yōu)于50微秒的毫米波頻率源。采用“X波段頻綜+毫米波四倍頻”方案。對(duì)X 波段頻綜的相噪要求即提升為-97dBc/Hz@10kHz， -102dBc/Hz@10kHz，頻率步進(jìn)為0.25MHz，帶內(nèi)雜散《-67dBc.為了實(shí)現(xiàn)較高的X波段頻綜指標(biāo)，我們將DDS和鎖相環(huán)結(jié)合起來(lái)，取DDS和鎖相環(huán)長(zhǎng)處，避其短處。引入DDS，并由其高頻率分辨率，高頻率轉(zhuǎn)化速度特性來(lái)保證系統(tǒng)的高分辨率、捷變頻。同時(shí)采用將DDS 輸出 信號(hào)與DDS參考時(shí)鐘信號(hào)上變頻方案和在反饋支路中引入混頻器的混頻鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)來(lái)減小環(huán)路總分頻比，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的低相位噪聲性能，對(duì)DDS頻率、參考分頻比和環(huán)路分頻比的三重調(diào)節(jié)，回避了大雜散的DDS頻點(diǎn)。
　　系統(tǒng)方案如下圖1所示。
　　
　　圖1 頻率綜合器的系統(tǒng)方案圖
　　3 電路設(shè)計(jì)
　　3.1 DDS及PLL電路設(shè)計(jì)
　　DDS電路部分選用AD9858芯片，它是一種性能優(yōu)良的DDS器件，由一個(gè)低功耗DDS內(nèi)核，一個(gè)32位相位累加器，14位相位失調(diào)調(diào)整電路和一個(gè)1 GSPS 10位DAC組成。這種新型的DDS在以1 GHz內(nèi)部時(shí)鐘速率驅(qū)動(dòng)時(shí)能直接產(chǎn)生高達(dá)400MHz的頻率。并且其32位控制字能提供0.233Hz的調(diào)頻分辨率。根據(jù)本電路的指標(biāo)要求，采用100M參考晶振信號(hào)3倍頻后驅(qū)動(dòng)AD9858，選擇雜散性能較好的53-58MHz頻段輸出，再與300M晶振信號(hào)上變頻后送入PLL環(huán)路。
　　PLL模塊在本電路設(shè)計(jì)中尤為重要。我們采用ADF4153鎖相環(huán)芯片。對(duì)于ADF4153來(lái)說，用于計(jì)算輸出頻率的參數(shù)有輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘頻率、反饋分頻值（即N Divider寄存器中的IN T值和FRAC值） 、參考頻率分頻值（即R Divider寄存器中的R值和MOD值） 和參考頻率倍頻值（即控制寄存器中的D值） 。計(jì)算公式如下：
　　RFout = FPFD×（ INT +（ FRAC/MOD ） （1）
　　FPFD = REFin ×（1 +D） /R （2）
　　其中， RFout 是VCO的輸出信號(hào)頻率;REFin是輸入ADF4153的參考時(shí)鐘頻率;MOD為分辨率系數(shù)，值的范圍2～4095; IN T為所設(shè)反饋分頻值的整數(shù)部分，值的范圍31～511; FRAC為所設(shè)反饋分頻值的小數(shù)部分，值的范圍0～MOD; D為輸入?yún)⒖碱l率倍頻值， R為參考頻率分頻系數(shù)，值的范圍1～15。因?yàn)镈DS輸出信號(hào)與300M信號(hào)上變頻后超過了ADF4153參考輸入頻率的上限，所以選用了單獨(dú)的數(shù)字分頻器HMC394，故將4153內(nèi)的R置為1，D置為0。同時(shí)為了獲得較好的雜散性能，本設(shè)計(jì)采用整數(shù)分頻，故將FRAC置為0，MOD置為2。
　　環(huán)路濾波器的實(shí)現(xiàn)較為容易。選用三階無(wú)源環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。由于本電路的分辨率由DDS控制實(shí)現(xiàn)，所以可以將PLL的鑒相頻率適當(dāng)取高，綜合考慮頻率調(diào)節(jié)， 鑒相頻率中心值取為20MHz，同時(shí)結(jié)合器件及工程經(jīng)驗(yàn)，環(huán)路帶寬取為500KHz左右，相位余量初始值設(shè)定為48度。經(jīng)ADIsimPLL軟件可方便得計(jì)算出環(huán)路濾波器各元器件的參數(shù)。
　　由于采用混頻鎖相環(huán)，9.6G本振信號(hào)與VCO輸出8.7-8.8GHz信號(hào)相混頻得800-900M中頻信號(hào)，所以環(huán)路實(shí)際上鎖定的是800-900M的信號(hào)。鎖相環(huán)電路仿真結(jié)果如下圖2示。
　　
　　圖2 相位噪聲仿真圖
　　由圖2可見，仿真相噪結(jié)果優(yōu)于設(shè)計(jì)值。
　　3.2 微波倍頻鏈路的設(shè)計(jì)
　　由于采用了混頻鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，所以需要設(shè)計(jì)9.6GHz的微波倍頻鏈路。如圖1可見首先將100MHz 高頻譜純度晶振信號(hào)3倍頻到300MHz，濾波放大后功分三路，一路作DDS參考時(shí)鐘，一路作DDS上變頻的本振信號(hào)，剩下一路經(jīng)2*16倍頻鏈到9.6GHz，濾波放大后做混頻器MIX2的射頻輸入。為了保持信號(hào)相噪不產(chǎn)生較大惡化，在倍頻鏈電路設(shè)計(jì)過程中，我們一是選擇好性能合適的器件，二是合理設(shè)計(jì)信號(hào)功率電平，不出現(xiàn)低功率點(diǎn)，否則附加噪聲引入的相噪將可能占主導(dǎo)地位。
　　由于600MHz信號(hào) 16 倍頻到 9.6GHz后要加濾波器對(duì)其諧波及雜散進(jìn)行濾除。所以選用3階微帶發(fā)夾型濾波器濾波器進(jìn)行濾波。
　　3.3 X波段功分器設(shè)計(jì)
　　由圖1可見，VCO輸出信號(hào)，一路送入到毫米波倍頻，另一路則是為PLL提供混頻所需要的本振信號(hào)，所以需要設(shè)計(jì)8.7GHz-8.8GHz功分器。其仿真模型及仿真結(jié)果如圖3，圖4所示。由仿真結(jié)果可見，該功分器較好地完成了設(shè)計(jì)任務(wù)。