資料介紹
CN0285 當單個濾波器無法完成所需的寬帶操作時,可以使用
ADF4351的輔助輸出,在兩種類型的濾波器之間切換(見圖
8)。使用一個RF雙刀四擲開關(DP4T)選擇濾波器1或濾波
器2的差分輸出。
圖8. 利用ADF4351的主輸出和輔助輸出實現濾波器切換的應用圖
? EVAL-CN0285-EB1Z評估板包含CN-0285中描述的電路,可以快速完成設置并評估電路性能。EVAL-CN0285-EB1Z板的控制軟件使用標準ADF4351編程軟件,該軟件包含在評估板附帶的光盤上。
設備要求
需要以下設備:
運行Windows?XP、Windows Vista(32位)或Windows 7,且?guī)в?a target='_blank' class='arckwlink_none'>USB端口的標準PC
EVAL-CN0285-EB1Z電路評估板
ADF435x編程軟件
5.5 V電源
I/Q信號源,如Rohde & Schwarz AMIQ
頻譜分析儀,如Rohde & Schwarz FSQ8
更多信息可參考UG-521用戶指南、ADF4351數據手冊和ADL5375數據手冊。
開始使用
有關軟件安裝和測試設置,請參考UG-521用戶指南。此用戶指南還包含原理框圖、應用原理圖、物料清單、布局布線和組裝信息。更多信息可參考且?guī)в蠻SB端口的標準PC ADF4351數據手冊和ADL5375數據手冊。
功能框圖
參見本文檔中的圖1和圖6,以及UG-521用戶指南。
設置與測試
設置設備后,使用標準RF測試方法測量電路的邊帶抑制。 圖1所示電路使用完全集成的小數N分頻PLL IC ADF4351和寬帶發(fā)射調制器 ADL5375。ADF4351向發(fā)射正交調制器ADL5375提供LO信號,后者將模擬I/Q信號上變頻為RF信號。兩個器件共同提供寬帶基帶I/Q至RF發(fā)射解決方案。ADF4351采用超低噪聲3.3 V ADP150調節(jié)器供電,以實現最佳LO相位噪聲性能。ADL5375則采用5 V ADP3334LDO供電。ADP150LDO的輸出電壓噪聲僅為9 μV rms,有助于優(yōu)化VCO相位噪聲并減少VCO推壓的影響(等效于電源抑制)。
需要對ADF4351 RF輸出進行濾波,以衰減諧波水平,使ADL5375正交產生模塊的誤差最小。依據測量和仿真得知,奇次諧波對正交誤差的貢獻大于偶次諧波;如果將奇次諧波衰減至?30 dBc以下,則可以實現?40 dBc或更好的邊帶抑制性能。ADF4351數據手冊給出了其二次諧波(2H)和三次諧波(3H)水平,如表1所示。
為使三次諧波低于?30 dBc,大約需要衰減20 dB。
表1. ADF4351 RF輸出諧波水平(未經濾波)
?諧波成分
?數值(dBc)
?描述
?第二
?-19
?基波VCO輸出
?第三
?-13
?基波VCO輸出
?第二
?-20
?分頻VCO輸出
?第三
?-10
?分頻VCO輸出
本電路提供四種不同的濾波器選項,以適應四個不同的頻
段。這些濾波器設計采用100 Ω差分輸入(ADF4351 RF輸出經適當匹配)以及50 Ω差分輸出(ADL5375 LOIN差分阻抗)。并采用切比雪夫響應,以獲得最佳濾波器滾降,但通帶內紋波會增多。
濾波器原理圖如圖3所示。這種拓撲結構十分靈活,既可以使用全差分濾波器,使器件數量最少,也可以對各路輸出使用一個單端濾波器,或者綜合運用以上二者。我們發(fā)現,對于較高頻率(>2 GHz),兩個單端濾波器的串聯電感值是全差分濾波器電感值的兩倍,因而器件寄生效應的影響得以減小,可提供最佳性能。對于較低頻率(<2 GHz),全差分濾波器足以滿足需要。
ADF4351 輸出匹配包括ZBIAS上拉電阻,電源節(jié)點的去耦電容也起到一定的作用。為實現寬帶匹配,建議使用阻性負載(ZBIAS = 50 Ω),或者將一個阻性負載與ZBIAS的電抗性負載并聯。后者提供的輸出功率稍高,具體取決于所選的電感。請注意,可以將并聯電阻作為差分元件(即100 Ω)放置在C1c位置上,以最大程度減少電路板占位空間(見表2中的B型濾波器)。
將濾波器設計成截止頻率約為目標頻段中最高頻率的1.2至1.5倍。該截止頻率允許設計留有一定余量,因為通常截止頻率會由于寄生效應而低于設計值。印刷電路板(PCB)寄生效應可以在電磁(EM)仿真工具中進行仿真,以提高精度。
圖3. ADF4351 RF輸出濾波器原理圖
?
表2. ADF4351 RF輸出濾波器元件值(DNI = 不插入)
?頻率范圍(MHz)
?ZBIAS
?L1 (nH)
?L2 (nH)
?C1a (pF)
?C1c (pF)
?C2a (pF)
?C2c (pF)
?C3a (pF)
?C3c (pF)
?500至1300(A 型濾波器)
?27 nH||50?
?3.9
?3.9
?DNI
?4.7
?DNI
?5.6
?DNI
?3.3
?850至2450(B型濾波器)
?19 nH||(100Ω,位置C1c)
?2.7
?2.7
?3.3
?100?
?4.7
?DNI
?3.3
?DNI
?1250至2800(濾波器類型C)
?50?
?0?
?3.6
?DNI
?DNI
?2.2
?DNI
?1.5
?DNI
?2800至4400(濾波器類型D)
?3.9 nH
?0?
?0?
?DNI
?DNI
?DNI
?DNI
?DNI
?DNI
從表2可以看出,在1250 MHz以下的較低頻率時,需要一個五階濾波器。對于1.25 GHz至2.8 GHz的頻率,三階濾波器便足夠。對于2.8 GHz以上的頻率,由于此時諧波水平非常低,足以滿足邊帶抑制要求,因此無需濾波。
圖4. B型濾波器的邊帶抑制(850 MHz至2450 MHz)
?
圖5. EVM圖
?
對于使用B型濾波器(800 MHz至2,400 MHz)的電路,其邊帶抑制性能與頻率的關系如圖4所示。此次掃描的測試條件如下:
基帶I/Q幅度 = 1 V p-p差分正弦波與500 mV (ADL5375-05)直流偏置正交
基帶I/Q頻率(fBB) = 1 MHz.
EVM衡量數字發(fā)射機或接收機的性能質量,反映幅度和相位誤差所導致的實際星座點與理想位置的偏差(見圖5)。
表3給出了有濾波器和無濾波器兩種情況下的EVM測量結果。本例中,基帶I/Q信號是利用3GPP測試模型4,使用Rhode & Schwarz AMIQ I/Q調制發(fā)生器,通過差分I和Q模擬輸出產生。另外還使用了B型濾波器。圖6為EVM測試設置的框圖。為了進行比較,還測量了ADF4350。ADF4351由于帶內PLL噪聲性能改善產生較低的EVM可參見表3。其他改善EVM的因素有:ADF4351較低的鑒頻鑒相器(PFD)雜散水平。
表3. 單載波W-CDMA復合EVM結果:ADF4351 RF輸出端有濾波器和無濾波器兩種情況對比(根據3GPP規(guī)范測試模型4測量)
?頻率(MHz)
?ADF4350復合EVM,無LO濾波
?ADF4350復合EVM,有LO濾波,濾波器B
?ADF4351復合EVM,有LO濾波,濾波器B
?2140
?3.27%
?1.31%
?1.02%
?1800
?1.46%
?1.13%
?0.95%
?900
?10.01%
?1.03%
?0.96%
圖6. EVM測量設置(原理示意圖)
?
以差分方式驅動ADL5375 LO輸入,除了可以改善邊帶抑制和EVM之外,還具有性能優(yōu)勢。與單端LO驅動相比,這一優(yōu)勢提高了調制器輸出OIP2性能2 dB至5 dB。請注意,多數外部VCO僅提供單端輸出,因此
ADF4351采用差分輸出優(yōu)于使用外部VCO。
圖7顯示使用850 MHz至2450 MHz濾波器(B型濾波器)的邊帶抑制結果。
圖7. 850 MHz至2450 MHz、B型濾波器的邊帶抑制結果
?
有關本電路筆記的完整設計支持包,請參閱 http://www.analog.com/CN0285-DesignSupport. CN0285 寬帶低誤差矢量幅度(EVM)直接變頻發(fā)射機 本電路為寬帶直接變頻發(fā)射機模擬部分的完整實現方案(模
擬基帶輸入、RF輸出)。通過使用鎖相環(huán)(PLL)和寬帶集成
電壓控制振蕩器(VCO),本電路支持500 MHz至4.4 GHz范圍
內的RF頻率。對來自PLL本振(LO)進行諧波濾波,確保提
供出色的正交精度、邊帶抑制和低EVM。
圖1. 直接變頻發(fā)射機(原理示意圖:未顯示所有連接和去耦)
?
圖2. CN-0285直接變頻發(fā)射機評估板
?
低噪聲、低壓差調節(jié)器(LDO)確保電源管理方案對相位噪
聲和EVM沒有不利影響。這種器件組合可以提供500 MHz
至4.4 GHz頻率范圍內業(yè)界領先的直接變頻發(fā)射機性能 CN0285 本電路為寬帶直接變頻發(fā)射機模擬部分的完整實現方案(模
擬基帶輸入、RF輸出)。通過使用鎖相環(huán)(PLL)和寬帶集成
電壓控制振蕩器(VCO),本電路支持500 MHz至4.4 GHz范圍
內的RF頻率。對來自PLL本振(LO)進行諧波濾波,確保提
供出色的正交精度、邊帶抑制和低EVM。
寬帶直接變頻發(fā)射機 500MHz至4.4GHz RF 低相位噪聲 低誤差向量幅度(EVM) (analog)
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