幾種常見的電容加速電路賞析：
電容加速電路也是經常在設計中用到的一種實用電路。如圖1所示：
這是在脈沖放大器電路中的一種的應用。其中的三極管VT1是工作在開關狀態(tài)下。開頭提到的所謂加速，就是加快響應速度，加快對輸入信號的響應速度。從圖1中的三極管VT1來看，就是要求三極管在截止，飽和兩種狀態(tài)之間的轉換速度越快越好。那么圖1中的電路是如何起到加速作用呢？
為了做一個比較與便于理解，先簡單分析沒有加入加速電容之前的電路，如圖2所示。
在圖2中，當輸入Ui是矩形脈沖信號加到VT1基極時，若Ui為高，VT1飽和導通，若Ui為低，VT1截止。
在接入C1后，如圖1所示，其可等效成如圖3所示的微分電路：
此時還是加入同樣的輸入信號Ui：當Ui從低 —》高時，由于微分電路的作用，使加到基極的電壓出現一個尖頂脈沖，使基極的電流很大，從而加快了VT1從截止進入導通的速度，縮短了時間。
在t0之后，對C1的充電很快就結束，這時Ui加到基極的電壓較小，維持VT1導通。
當Ui從高 —》低時，即t1時刻，由于C1上原先的電壓極性為左正右負，這一電壓加到基極為負頂脈沖，加快了從基區(qū)抽出電荷，使VT1以更快的速度從飽和轉換到截止，縮短了VT1的截止時間。
上述的Ui和Uo的波形如圖4所示，直觀反映了電容加速電路的工作原理。
高階陶瓷電容失效處理方式方法：
高介電常數MLCC失真示例
有源濾波器電路、用于數據轉換的去頻迭濾波器以及放大器中的反饋電容均為高介電常數MLCC可能會帶來失真的電路。為了說明這一效應，設計人員采用TI的FilterPro軟件設計了一款使用Sallen-Key拓撲的1kHz巴特沃茲有源低通濾波器。有源濾波器就是一種電容失真降低整個電路性能的常見應用。許多設計人員選擇低電阻值以降低電容失真對輸出噪聲的影響，但這樣做會增加為實現某個拐角頻率所需的電容值。由于這樣的設計決定，高介電常數MLCC可能是滿足電容、電路板面積以及成本要求的唯一電容器。
圖1所示的濾波器電路包括了無源組件值，這樣一來電容C1和C2就可以用各種介電類型、封裝尺寸的MLCC加以替代，從而實現了不同電容類型測量之間的直接比較。該測試中使用所有電容的額定電壓均為50V。
圖1：1kHz轉角頻率的Sallen-Key低通濾波器
在這個例子中，設計人員選用高性能音頻運算放大器（op amp）OPA1611作為電路的低噪聲和低失真基礎。為滿足所有電阻值要求，設計人員采用了1206封裝形式的薄膜高精度電阻，以最小化除這些電容之外的失真影響。根據《有源交叉設計》，一些電阻類型可以產生與電容［2］相類似的失真。最后，電路由±18V電源供電以避免放大器飽和從而影響測量結果的可能性。
總諧波失真＋噪聲（THD+N）是一項非常有用的指標，它可以量化電路噪聲和非線性增加到信號的多余部分。這一數量可表述為諧波和系統(tǒng)RMS噪聲電壓與基頻［3］RMS電壓的比值。諧波或輸入信號整數倍頻率的信號源自于無源組件和集成電路的非線性行為。電路的總體噪聲是集成電路的固有噪聲、電阻器散熱噪聲抑或是外部源耦合到電路中的噪聲。方程式1將THD+N計算表述為振幅比，其中VF是基頻的RMS電壓，VN為RMS噪聲電壓，VI為每個諧波的RMS電壓。
使用500kHz測量帶寬，進行20Hz到20kHz頻率范圍1Vrms信號濾波器電路THD+N測量。圖2顯示了不同電容類型的電路在1Vrms時測量的THD+N性能（單位dB）。采用1206封裝的C0G介電類型MLCC具有突出的性能：濾波器通頻帶中的THD+N測量值是測量系統(tǒng)的噪聲底限。我們對采用0805封裝的C0G電容也進行了測試，結果表明其也具有相同的性能級別，為了簡單起見我們從圖中去掉了這部分。濾波器轉角頻率之上的THD+N增加表現為濾波器的衰減可降低信號幅度與噪聲底限的比值。
如果將電容類型更換為采用1206封裝的X7R類型，我們可以觀察到電路性能的立即衰減。在20Hz時，THD+N會出現最小值為15dB增加，并在400Hz－800Hz的區(qū)域內達到峰值，此時THD+N的測量增加值為35dB。如果采用更小型0603封裝的X7R電容，將會進一步提高THD+N性能（遠遠高于頻譜10dB）。由于在整個測試過程中我們都沒有更改濾波器中的運算放大器和電阻器，因此增加的THD+N值只與電路輸出信號端X7R電容產額外諧波有關。
圖2：測量的Sallen-Key低通濾波器THD+N
圖3顯示了使用0603和1206 X7R電容時出現在濾波器輸出端的500Hz正弦波頻譜。該頻譜顯示了大量的基波，其中主要是奇次階諧波。令人吃驚的是用0603 X7R電容構建電路時，在500Hz輸入信號時可以觀察到超過20kHz的諧波。
圖3：發(fā)生在低通濾波器電路輸出端的500Hz正弦波頻譜
確定失真源
我們的任務是找到高級別的失真源，但對工程師而言無論是集成電路故障還是無源組件發(fā)生故障都不是直觀可以發(fā)現的。確定主要失真源的一個方法是測量電路在一個寬泛信號電平的THD+N（請參見圖4）。在圖1中，Sallen-Key濾波器的THD+N顯示為500Hz基頻，信號電平從1mVrms到10Vrms。利用C0G電容構建電路時，THD+N會由于增加的信號電平而下降，最終達到測量系統(tǒng)在2Vrms信號電平時的噪聲底限。
圖4：增加信號電平（500Hz基頻）的濾波器電路
線的負斜率表明：由于運算放大器和電阻器的存在，電路噪聲是THD+N計算的主要影響因素。在這種情況下，測量的THD+N隨信號電平的增加而下降，這是因為信號電壓與噪聲電壓比增大了。與之相反，無源組件的非線性在更高信號電平時會變的更糟，并且會在信號電平增大時引起失真增加［2］。當濾波電路中的電容被X7R類型所替代時就會發(fā)生這種情況。采用0603封裝的X7R電容在20mVrms信號振幅的地方開始失真上升。采用1206封裝的X7R電容表現相似——在40mVrms信號振幅的地方開始失真上升。因此，如果電路表現出了失真隨信號電平增加而上升的趨勢，無源組件（電阻或電容）則最可能成為限制電路性能的主要因素。
由于無源組件失真隨信號電平的增加而增大，因此濾波器電路在電容施加電壓最大時的失真也達到最大［2］。TI免費SPICE仿真器（Tina-TI）中的AC傳輸特性分析可作為一個頻率函數用于繪制電路中組件兩端的電壓。圖5顯示了20Hz－20kHz頻率范圍內電容C1和C2兩端的組合電壓，以及采用1206封裝的X7R電容濾波器的THD+N。電容C1和C2兩端的個別電壓是通過均方根進行組合的，頻率在大約600Hz時的值最大。圖5表明電容電壓峰值與失真最大點高度相關，并且很好地表明電容是濾波器輸出端過大失真的原因。在兩個電容產生不一樣失真的情況下，兩次測量之間可能會有一些不一致的地方。通過確定每個電容的信號增益可以進一步深入這一分析［2］。
圖5：低通濾波器電路的組合電容電壓和測量的THD+N
本文小結
模擬電路的性能受應用中所采用的電容類型影響非常大，有源濾波器的使用充分說明了這一點。當我們使用C0G電容構建電路時，電路可以提供高級性能。然而，一旦將電容更改為X7R介電類型，電路的性能就大大降低了。X7R電容將大量的諧波帶到了信號路徑中，且奇次諧波會成為THD+N測量的主要影響因素。具體來說，采用0603封裝的X7R電容性能最差，采用1206封裝的X7R電容性能只是稍稍好了一點點。
上述兩種技術有助于工程師確定電路中的失真源。首先，測量一個寬泛的信號電平的THD+N是確定電路性能是否受集成電路或無源組件線性度影響的一個非常有用的方法。無源組件的非線性引起的失真會隨著信號電平的增加而增加。其次，通過把最大失真頻率與這些組件施加最大電壓時的頻率相關聯，TINA-TI可用于確定哪一款無源組件是失真源。雖然很多應用中工程師都可以受益于高介電常數MLCC，但我們不建議在系統(tǒng)的信號路徑中使用高介電常數MLCC，因為該電容兩端的大幅壓降會使其帶來失真。