高速高分辨率ADC電路設(shè)計及信噪比分析

在雷達、導(dǎo)航等軍事領(lǐng)域中，由于信號帶寬寬(有時可能高于10MHz)，要求ADC的采樣率高于30MSPS，分辨率大于10位。目前高速高分辨率ADC器件在采樣率高于10MSPS時，量化位數(shù)可達14位，但實際分辨率受器件自身誤差和電路噪聲的影響很大。在數(shù)字通信、數(shù)字儀表、軟件無線電等領(lǐng)域中應(yīng)用的高速ADC電路，在輸入信號低于1MHz時，實際分辨率可達10位，但隨輸入信號頻率的增加下降很快，不能滿足軍事領(lǐng)域的使用要求。

針對這一問題，本文主要研究在不采用過采樣、數(shù)字濾波和增益自動控制等技術(shù)條件下，如何提高高速高分辨率ADC電路的實際分辨率，使其最大限度地接近ADC器件自身的實際分辨率，即最大限度地提高ADC電路的信噪比。為此，本文首先從理論上分析了影響ADC信噪比的因素；然后從電路設(shè)計和器件選擇兩方面出發(fā)，設(shè)計了高速高分辨率ADC電路。經(jīng)實測表明，當(dāng)輸入信號頻率為0．96MHz時，該電路的實際分辨率為11．36位；當(dāng)輸入信號頻率為14．71MHz日寸，該電路的實際分辨率為10．88位。

1 影響ADC信噪比因素的理論分析

ADC的實際分辨率是用有效位數(shù)ENOB標(biāo)稱的。不考慮過采樣，當(dāng)滿量程單頻理想正弦波輸入時，實際分辨率可用下式表示：

ENOB=[SINA0(dB)-1．76]／6．02 (1)

式中，SINAD表示ADC的信噪失真比，指ADC滿量程單頻理想正弦波輸入信號的有效值與ADC輸出信號的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(包括諧波分量，但不包括直流允量)的總有效值之比。

ADC的信噪比SNR，指ADC滿量程單頻理想正弦波輸入信號的有效值與ADC輸出信號的奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部其它頻率分量(不包括直流分量和諧波分量)總有效值之比。

由此可知，當(dāng)ADC的總諧波失真THD一定時，有效位數(shù)ENOB取決于SNR；ADC的SNR越高，其有效位數(shù)ENOB就越高。下面就來分析影響ADC信噪比SNR的因素。

理想ADC的噪聲由其固有的量化誤差(也稱為量化噪聲，如圖1所示)產(chǎn)生。但實際使用的ADC是非理想器件，它的實際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線之間存在偏差，表現(xiàn)為多種誤差，如零點誤差、滿度誤差、增益誤差、積分非線性誤差I(lǐng)NL、微分非線性誤差DNL等。其中，零點誤差、滿度誤差、增益誤差是恒定誤差，只影響ADC的絕對精度，不影響ADC的SNR。INL指的是在校準(zhǔn)上述恒定誤差的基礎(chǔ)上，ADC實際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線的最大偏差。而DNL指的是ADC實際量化間隔與理想量化間隔的最大偏差，改變ADC的量化誤差，能更直接地計算出ADC實際轉(zhuǎn)換曲線與理想轉(zhuǎn)換曲線的偏差對ADC的SNR的影響。



非理想ADC，除了上述誤差外，還有各種噪聲，如熱噪聲、孔徑抖動。前者是由半導(dǎo)體器件內(nèi)部分子熱運動產(chǎn)生的，后者是由ADC孔徑延時的不確定性造成的。而ADC的外圍電路同樣會帶來噪聲，如ADC輸入級電路的熱噪聲、電源／地線上的雜波、空間電磁波干擾、外接時鐘的不穩(wěn)定性(導(dǎo)致ADC各采樣時鐘沿出現(xiàn)時刻不確定，帶來孔徑抖動)等，可以把它們都等效為ADC的上述兩種內(nèi)部噪聲。

上述誤差和噪聲的存在，導(dǎo)致ADC的SNR下降。下面先給出理想ADC的SNR計算公式，然后具體分析微分非線性誤差DNL、孔徑抖動△tj和熱噪聲對ADC的SNR的影響。

1．1 理想ADC的SNR

理想ADC的量化誤差g(υ)與滿量程內(nèi)輸入信號的電壓V的關(guān)系如圖1所示。量化誤差為在[-q/2，q/2]內(nèi)均勻分布且峰-峰值等于q(q=1LSB，LSB表示理想ADC的最小量化間隔)的鋸齒波信號。

設(shè)N位ADC滿量程電壓為±1V，輸入信號為s(t)=sinωt，則輸入信號電壓有效值Vs=1/√2=2N/2√2×q，量化噪聲電壓有效值于是得ADC輸出信噪比為

SNR=6．02N+1．76(dB)

1．2 微分非線性誤差DNL

非理想ADC的量化間隔是非等寬的，這將導(dǎo)致ADC器件不能完全正確地把模擬信號轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的二進制碼，從而造成SNR的下降；且ADC每個量化的二進制碼所對應(yīng)的量化間隔都不同，為便于分析，用ε(LSB)= εq表示實際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，并近似認(rèn)為由于DNL的影響，在無失碼條件(DNL<1LSB)下，量化誤差均勻分布在[-上q+εq/2，q+εq/2]和[-q－εq/2，q－εq/2]內(nèi)。如圖1 中實線所示（虛線偽理想ADC量化誤差）。這樣，在考慮了DNL之后的ADC量化噪聲電壓Vq_DNL為：



1．3 孔徑抖動△tj

孔徑時間又稱孔徑延遲時間，是指對ADC發(fā)出采樣命令(采樣時鐘邊沿)時刻與實際開始采樣時刻之間的時間間隔。相鄰兩次采樣的孔徑時間的偏差稱為孔徑抖動，記作△tj?？讖蕉秳釉斐闪诵盘柕姆蔷鶆虿蓸樱鹆苏`差，設(shè)ADC滿量程電壓為±1V輸入信號為s(t)=sinωt，孔徑抖動有效值為σ△tj，則由孔徑抖動帶來的誤差電壓為：



1．4 熱噪聲

這里將ADC電路中微分非線性誤差DNL、孔徑抖動△tj外的其它噪聲都等效為ADC輸入端的熱噪聲電壓Vtn，設(shè)其有效值為σtn。

1．5 非理想ADC的SNR

一般情況下，量化噪聲、微分非線性誤差DNL、孔徑抖動△tj和熱噪聲彼此相互獨立，綜合芍慮這四個因素的影響，可得到ADC的SNR計算公式如卡：



式中，N--ADC的量化位數(shù)

ε--ADC的實際量化間隔與理想量化間隔誤差的有效值，單位LSB
fin--ADC輸入信號頻率，單位Hz
σ△tj--ADC的孑L徑抖動有效值，單位s
σtn--等效到ADC輸入端的熱噪聲的有效值單位LSB

對于高分辨率ADC器件，其固有量化誤差、微分非線性誤差DNL和器件熱噪聲均較小。當(dāng)fin較高時，ADC電路的SNR主要取決于孔徑抖動，此時有



2 基于AD6644AST一65的高速高分辨率ADC電路設(shè)計實例

電路設(shè)計目標(biāo)：有效位數(shù)ENOB≥10．50bit、采樣率為40MSPS、輸入信號頻率小于15MHz，輸入信號幅度為-ldBFs。該指標(biāo)能滿足數(shù)字儀表、高速數(shù)據(jù)采集卡、軟件無線電和雷達、導(dǎo)航等領(lǐng)域中數(shù)字波束形成的要求。

2．1 電路設(shè)計與器件選擇

本電路主要由模／數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC、輸入電路、輸出屯路、時鐘電路和電源電路組成，如圖2所示。



2．1．1 時鐘電路

時鐘電路的設(shè)計主要包括AD6644AST-65采樣時鐘相位噪聲指標(biāo)的確定以及PECL差分時鐘的實現(xiàn)。

ADC電路的孔徑抖動有效值σ△tj，包括ADC器件自

2．1．2 ADC輸入電路

ADC輸入電路多采用運放直流耦合或變壓器交流耦合方式，為輸入信號提供增益、偏置和緩沖。

由于運放為有源器件，除具有一定的諧波失真外，還存在主要集中在低頻段的1／f噪聲和較寬頻帶內(nèi)的白噪聲。這些噪聲和諧波失真都降低了運放的信噪比SNR和有效位數(shù)ENOB。當(dāng)運放的SNR不明顯優(yōu)于甚至低于ADC的SNR時，它帶來的噪聲是不容忽視的，對于高分辨率ADC電路，甚至是不能接受的。而作為無源器件的變壓器，一般認(rèn)為它的噪聲和諧波失真是微乎其微、可以忽略的。因此，本電路的輸入電路采用變壓器交流耦合方式，選用Mini-Circuits公司的變壓器T4-6T。

為進行比較，同時也提供運放直流耦合方式，采用ADI公司的低噪運放AD8138。根據(jù)AD8138的關(guān)參數(shù)，計算得到的AD8138輸出的總諧波失真和熱噪聲之和大于1LSB。該指標(biāo)可能導(dǎo)致無法滿足電路熱噪聲不大于1．50LSB的設(shè)計要求，并帶來更大的諧波失真。因此可預(yù)知，采用AD8138時，ADC電路的有效位數(shù)ENOB會比采用變壓器時的有效位數(shù)ENOB有所下降，甚至達不到設(shè)計要求。

2．1．3 ADC輸出電路

ADC的模擬輸入和數(shù)據(jù)輸出之間存在少量的寄生電容，ADC數(shù)據(jù)輸出線上的噪聲會通過這些寄生電容耦合到模擬輸入端，導(dǎo)致ADC的SNR和有效位數(shù)ENOB下降。為解決這一問題，可在ADC數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器。

為減小ADC電源的波動，應(yīng)盡量降低ADC輸出端的負(fù)載電容和輸出電流。在ADC數(shù)據(jù)輸出端接一鎖存器可避免將其直接連在數(shù)據(jù)總線上，有效限制了其輸出端的負(fù)載電容；在ADC每一個數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個電阻，可限制其輸出電流。

本電路采用74LC574作為AD6644AST-65的輸出數(shù)據(jù)鎖存器，同時每一個數(shù)據(jù)輸出端都串聯(lián)一個100Ω的電阻。

2．1．4 電源、地和去耦電路

AD6644AST-65的電源抑制比PSRR≈±lmV／V，當(dāng)外接電源的紋波為峰-峰值100mV時，等效于在AD6644AST-65輸入端產(chǎn)生100μV(0．77LSB)大小的噪聲，這相對于設(shè)計指標(biāo)而言是不能接受的。為減小外接電源對電路的影響，本電路采用Linear公司的低壓差LDO線性穩(wěn)壓器LTl086-5和LTlll7-3．3(兩個芯片的PSRR均大于60dB) 對外接穩(wěn)壓電源進行穩(wěn)壓，為AD6644AST-65等模擬電路提供5V電源和3．3V電源。

時鐘、ADC的輸出信號以及后級數(shù)字電路的數(shù)字信號的跳變都會引起電源電流的急劇變化，由于印刷電路板的電源線和地線上存在分布電阻、電容和電感，當(dāng)有變化的電流經(jīng)過時，其上的壓降也隨之變化；頻率較高時，就表現(xiàn)為電地間的高頻雜波。為降低這類雜波干擾，本電路采取以下措施：

· 時鐘電路的5V電源，由VCC_5VA串聯(lián)一磁珠FB得到；
· AD6644AST-65后級數(shù)字電路的3．3V電源，由VCC_3．3VA串聯(lián)一磁珠FB得到；
· 模擬地和數(shù)字地分開布線，并在一點用磁珠FB相連；
· ADC的所有電源管腳都就近對地接去耦電容。

磁珠對MHz級以上的信號有較好的吸收作用，能有效降低時鐘電源、數(shù)字電源對AD6644AST-65模擬電源的影響，以及數(shù)字地對模擬地的影響。

去耦對于高速高分辨率ADC電路尤為重要。為此，本電路采用0．01μF的NPO材料(屬低損耗、超穩(wěn)定的電容材料，電氣特性基本上不隨溫度、電壓、時間的變化而變化，自諧振頻率較高，適用于高頻場合)自0 1206封裝的貼片電容和0．1μF的X7R材料(屬穩(wěn)定性電容材料，電氣特性隨溫度、電壓、時間變化不明顯，適用于中、低頻場合)的0805封裝的貼片電容并聯(lián)，有效地濾除電地間較寬頻帶的雜波。

2．1．5 電路板的布局布線

ADC界于模擬電路和數(shù)字電路之間，且通常被劃歸為模擬電路。為減小數(shù)字電路的干擾，應(yīng)將模擬電路和數(shù)字電路分開布局；為減小信號線上的分布電阻、電容和電感，應(yīng)盡量縮短導(dǎo)線長度和增大導(dǎo)線之間的距離；為減小電源線和地線的阻抗，應(yīng)盡量增大電源線和地線的寬度，或采用電源平面、地平面。本電路在設(shè)計印刷電路板時，都遵循了以上原則。

2．2 電路測試結(jié)果

采用信號發(fā)生器HP8640B產(chǎn)生0~15MHz的單頻正弦信號，經(jīng)相應(yīng)帶通濾波器濾波(各次諧波均小于-90dBc)后作為本電路的輸入信號，濾波后信號在AD6644AST-65輸入端幅度為-ldBFs。

AD6644AST-65輸出數(shù)字信號經(jīng)74LC574鎖存后，存儲于邏輯分析儀HPl6702A中。HPl6702A狀態(tài)分析時鐘取自AD6644AST-65的DRY管腳，該信號頻率和AD6644AST-65采樣時鐘頻率一致，為40MHz。

通過對邏輯分析儀HPl6702A每次存儲的數(shù)字信號進行16384點FFT分析，可得到奈奎斯特帶寬內(nèi)總功率PΣ、輸入信號功率只以及總諧波失真與噪聲功率之和Pn+THD=PΣ-Ps。經(jīng)計算得到電路的有效位數(shù)ENOB=[SINAD(dB)-1．76]／6．02=[Ps (dB)-Pn+THD (dB)-1．76]／6．02。

圖3(a)、(b)、(c)為在三種不同測試條件下，AD6644AST-65輸出數(shù)字信號的FFT分析頻譜圖和有效位數(shù)ENOB。

圖3(c)表明，當(dāng)fin=0．96MHz、AD6644AST-65輸入端采用運放AD8138直流耦合時，電路熱噪聲和諧波失真明顯增加，電路的有效位數(shù)ENOB約為10．74bit，比圖3(a)的ENOB小0．6bit左右。由此可見，有源器件對高速高分辨率ADC電路性能的影響是很大的。



理論分析和實際電路的測試結(jié)果都說明，高速高分辨率ADC電路設(shè)計應(yīng)選用低噪器件；當(dāng)輸入信號頻率較高時，應(yīng)選用低相位抖動的時鐘源；在進行電路扳布局布線時，應(yīng)注意電源噪聲的抑制和減小數(shù)字電路對模擬電路的影響。