電子發(fā)燒友App
Kaung Win
電流噪聲隨頻率增加的現(xiàn)象是IC設(shè)計(jì)工程師和電路設(shè)計(jì)人員所熟知的，但由于該領(lǐng)域的文章太少或制造商提供的信息不完整，許多工程師難以捉摸。
許多半導(dǎo)體制造商的數(shù)據(jù)手冊(cè)（包括ADI公司）在規(guī)格表中規(guī)定了放大器的電流噪聲，通常頻率為1 kHz。目前尚不清楚當(dāng)前的噪聲規(guī)格來自何處。是測(cè)量的還是理論上的？一些制造商通過提供
稱為散粒噪聲方程。過去，ADI公司以這種方式提供大多數(shù)當(dāng)前噪聲值。對(duì)于每個(gè)放大器，此計(jì)算數(shù)字是否最高可達(dá)1 kHz？
在過去幾年中，人們對(duì)放大器中電流噪聲與頻率的關(guān)系越來越感興趣。一些客戶以及制造商認(rèn)為FET輸入放大器的電流噪聲與雙極性輸入放大器的形狀相似，例如，1/f或閃爍噪聲分量和扁平寬帶分量，如圖1所示。FET輸入放大器的情況并非如此;相反，在圖2中，它看起來像一個(gè)奇怪的噪聲形狀，并不為人所知，在許多仿真模型中被忽略了。
圖1.雙極性輸入放大器
AD8099的
電流噪聲
圖2.FET輸入放大器AD8065的電流噪聲。
測(cè)量設(shè)置是關(guān)鍵
在我們討論為什么會(huì)這樣之前，讓我們快速看一下測(cè)量設(shè)置。需要獲得一種易于重現(xiàn)的可靠測(cè)量方法，以便可以在許多不同的部件上重復(fù)測(cè)量。
可以使用DC417B單功放評(píng)估板。被測(cè)器件（DUT）的電源必須具有低噪聲和低漂移。線性電源優(yōu)于開關(guān)電源，因此任何電源變化（如開關(guān)偽影）都不會(huì)增加測(cè)量。LT3045 和 LT3094 是正和負(fù)超高 PSRR、超低噪聲線性穩(wěn)壓器，可用于進(jìn)一步減小來自線性電源的紋波。利用LT3045和LT3094，可以使用單個(gè)電阻器配置高達(dá)+15 V和低至–15 V所需的任何輸出電壓。這兩款器件是用于低噪聲測(cè)量的理想臺(tái)式電源。
圖3.測(cè)量設(shè)置。
Ohmite 的 10 GΩ SMT 電阻 （HVC1206Z1008KET） 用于將 DUT 同相引腳上的電流噪聲轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。FET 輸入放大器的典型偏置電流約為 1 pA，等于 0.57 fA/√Hz
如果等式
是正確的。10 GΩ源阻抗熱噪聲為
這為我們提供了測(cè)量電流本底噪聲
并且可以在后處理中減去它。但是，如果電阻電流噪聲主導(dǎo)DUT的電流噪聲，則無法準(zhǔn)確測(cè)量。因此，我們需要至少10 GΩ的電阻值才能看到一些噪聲。100 MΩ源阻抗熱噪聲約為1.28 μV/√Hz（= 12.8 fA/√Hz），不足以區(qū)分DUT和電阻噪聲。如果噪聲不相關(guān)，則以和平方根 （RSS） 方式添加。圖 4 和表 1 顯示了 RSS 對(duì)兩個(gè)數(shù)字之比的影響。n：n添加約41%，n：n/2添加約12%，n：n/3添加約5.5%，n：n/5添加約2%。通過足夠的平均，我們可能能夠提取大約10%（0.57 fA / √Hz和1.28 fA / √Hz RSS）。
圖4.RSS 基于兩個(gè)數(shù)字的比率添加。
?
| 值 1 | 值 2 | RSS 總和 | 增加百分比 |
| n | n | 1.414 北 | 41.42 % |
| n | 不適用 | 1.118 北 | 11.80% |
| n | 不適用 | 1.054 北 | 5.41% |
| n | 不適用 | 1.031 北 | 3.08% |
| n | 不適用 | 1.020 北 | 2.00% |
| n | 不適用 | 1.014 北 | 1.38% |
| n | 不適用 | 1.010 北 | 1.02% |
| n | 不適用 | 1.008 北 | 0.78% |
| n | 不適用 | 1.006 北 | 0.62% |
| n | 不適用 | 1.005 北 | 0.50% |
?
為什么結(jié)果如此奇怪？
圖5顯示了采用AD8065的設(shè)置的電壓噪聲密度，AD145是一款2 MHz FET輸入運(yùn)算放大器，共模輸入阻抗為1.10 pF。12 GΩ電阻熱噪聲為8.20 μV/√Hz，直到輸入電容以及電路板和插座雜散電容滾降電壓噪聲。理想情況下，這應(yīng)該以–100 dB/dec的速度繼續(xù)滾動(dòng)，但曲線在100 Hz左右開始改變形狀，并在20 kHz左右變平。這是怎么回事？我們的直覺告訴我們，阻止–20 dB/dec滾降并導(dǎo)致平坦度的唯一方法是提供+20 dB/dec斜率。罪魁禍?zhǔn)资请娏髟肼暎谳^高頻率下以+<> dB/dec斜率增加。
圖5.折合到輸出端的電壓噪聲密度。
SR785動(dòng)態(tài)信號(hào)分析儀或FFT儀器可用于測(cè)量輸出電壓噪聲;但是，本底噪聲最好小于7 nV/√Hz。當(dāng)DUT滾降的輸出電壓噪聲接近20 nV/√Hz至30 nV/√Hz時(shí)，我們希望分析儀本底噪聲盡可能少地增加噪聲。3倍的比率僅增加約5.5%。我們可以忍受噪聲域中5%的誤差（見圖4）。
藝術(shù)在反向計(jì)算中
以這種方式進(jìn)行測(cè)量，只需一次測(cè)量即可獲得繪制電流噪聲所需的兩個(gè)主要參數(shù)。首先，我們得到了總輸入電容，即雜散電容和輸入電容，這對(duì)于反向計(jì)算滾降是必要的。即使有雜散電容，也會(huì)捕獲信息。輸入電容在10 GΩ電阻范圍內(nèi)占主導(dǎo)地位。該總阻抗將電流噪聲轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。因此，了解此總輸入電容非常重要。其次，它顯示了電流噪聲開始占主導(dǎo)地位的位置，即它開始偏離–20 dB/dec斜率的位置。
讓我們看一個(gè)示例，其中包含圖 5 中的此數(shù)據(jù)。3 dB滾降點(diǎn)在2.1 Hz下讀取，對(duì)應(yīng)于
輸入端的電容。數(shù)據(jù)手冊(cè)提到，共模輸入電容僅為約2.1 pF，這意味著雜散電容約為5.5 pF。差模輸入電容由負(fù)反饋?zhàn)耘e，因此在低頻時(shí)不會(huì)真正發(fā)揮作用。電容為7.6 pF時(shí)，電流噪聲看到的阻抗如圖6所示。
圖6.總阻抗幅度為10 GΩ電阻和7.6 pF輸入電容并聯(lián)。
將AD8065上測(cè)得的折合輸出（RTO）電壓噪聲（圖5）除以阻抗與頻率的關(guān)系（圖6），得到AD8065和RSS中組合的10 GΩ電阻的等效電流噪聲（圖7）。
圖7.AD8065和10 GΩ電阻的RTI電流噪聲。
去除10 GΩ的電流噪聲后，AD8065的折合到輸入端的噪聲如圖8所示。在 10 Hz 以下，它非常模糊，因?yàn)槲覀冊(cè)噲D從 0.5 fA/√Hz（RSS 標(biāo)度為 0%）中找出 6.1 fA/√Hz 到 28.10 fA/√Hz，并且只完成了 100 個(gè)平均值。在 15 mHz 到 1.56 Hz 之間，有 400 條線路具有 4 mHz 帶寬。平均每 256 秒！100 的平均值 256 是 25，600 秒，略多于 7 小時(shí)。為什么需要低至 15 mHz 的測(cè)量，為什么要花費(fèi)這么多時(shí)間？輸入電容為10 pF，10 GΩ時(shí)產(chǎn)生1.6 Hz低通濾波器。 低噪聲FET放大器具有高達(dá)20 pF的大輸入電容，使3 dB點(diǎn)為0.8 Hz。為了正確測(cè)量3 dB點(diǎn)，我們需要看到十年前的情況，即低至0.08 Hz（或80 mHz）。
如果我們盯著10 Hz以下的模糊線，0.6 fA / √Hz通過
可以驗(yàn)證。對(duì)于電流噪聲，這個(gè)等式并不完全錯(cuò)誤。在一階近似中，它仍然顯示了器件的低頻電流噪聲行為，因?yàn)樵撾娏髟肼暶芏戎凳峭ㄟ^直流輸入偏置電流獲得的。然而，在高頻下，電流噪聲不遵循這個(gè)等式。
圖8.AD8605的RTI電流噪聲。
在較高頻率下，DUT電流噪聲明顯主導(dǎo)電阻電流噪聲，電阻噪聲可以忽略不計(jì)。圖9顯示了各種FET輸入放大器在10 GΩ噪聲下的折合到輸入端的電流噪聲，采用圖3所示的設(shè)置進(jìn)行測(cè)量。100 kHz時(shí)100 fA/√Hz似乎是大多數(shù)精密放大器的典型性能。
圖9.所選ADI放大器的RTI電流噪聲
也有例外：LTC6268/LTC6269 電流噪聲在 5 kHz 時(shí)為 6.100 fA/√Hz。這些器件非常適合需要高帶寬、低輸入電容、飛安級(jí)偏置電流的高速TIA應(yīng)用。
圖 10.LTC6268 的輸入?yún)⒖茧娏髟肼暋?/strong>
這就是FET輸入放大器中的電流噪聲的全部嗎？
在高源阻抗應(yīng)用中，有四種主要的電流噪聲源會(huì)影響總輸入電流噪聲，到目前為止，我們已經(jīng)介紹了兩個(gè)。具有主要噪聲源的簡(jiǎn)化TIA放大器如圖11所示。MT-050是運(yùn)算放大器噪聲源的良好參考。
圖 11.具有主要噪聲源的簡(jiǎn)化型 TIA 放大器。
來自FET輸入放大器的電流噪聲（in_dut)
電流噪聲的形狀取決于放大器輸入級(jí)拓?fù)?。通常，噪聲在低頻時(shí)是平坦的，但隨著頻率的升高而變大。參見圖 8。最終，噪聲將以–20 dB/dec的速度滾降，因?yàn)榉糯笃髟谳^高頻率下耗盡增益。
來自電阻的電流噪聲 （in_R)
這可以通過電阻器e的熱電壓噪聲計(jì)算得出n_R除以電阻的阻抗，R. 1 MΩ 貢獻(xiàn)大約 128 fA/√Hz，10 GΩ 貢獻(xiàn) 1.28 fA/√Hz。
電阻的熱電壓噪聲在整個(gè)頻率范圍內(nèi)保持理想平坦，直到它看到電容并以–20 dB/dec的速度滾降。圖5顯示了10 mHz至1 Hz范圍內(nèi)的這種行為。
來自傳感器的電流噪聲（in_source)
傳感器本身會(huì)產(chǎn)生電流噪聲，我們必須忍受它。它可以在頻率上具有任何形狀。例如：光電二極管出現(xiàn)散粒噪聲，I錫，從光電流，IP和暗電流，ID，以及約翰遜噪音，我JN，來自分流電阻。1
放大器電壓噪聲本身產(chǎn)生的電流噪聲
來自放大器電壓噪聲的電流噪聲稱為enC噪聲，在Horowitz和Hill的The Art of Electronics中得到了很好的解釋。2類似于電阻電壓噪聲被電阻轉(zhuǎn)換為電流噪聲，放大器電壓噪聲en_dut由總輸入電容（包括傳感器電容、電路板雜散電容和放大器輸入電容）轉(zhuǎn)換為電流噪聲
在第一個(gè)訂單上，我們得到
這個(gè)等式告訴我們?nèi)?。首先，電流噪聲隨著頻率的增加而變大，這是另一個(gè)隨頻率變大的電流噪聲分量。其次，放大器的輸入電壓噪聲越大，電流噪聲越大。第三，總輸入電容越大，電流噪聲越大。這導(dǎo)致品質(zhì)因數(shù)enC，其中放大器的電壓噪聲和總輸入電容也應(yīng)考慮給定的應(yīng)用。
TIA應(yīng)用的電流噪聲形狀（忽略DUT電流噪聲）如圖12所示。平坦部分主要是電阻噪聲
而電容感應(yīng)電流噪聲為
以 20 dB/dec 的速度增加。根據(jù)這兩個(gè)方程，交叉點(diǎn)可以計(jì)算為
?
圖 12.enC噪聲隨頻率變化。
取決于 C在， enC噪聲可以大于或小于DUT電流噪聲。對(duì)于 TIA 應(yīng)用等反相配置，C分米未引導(dǎo);那是
例如，在 100 kHz 頻率下，LTC6244C厘米= 2.1 pF，C分米= 3.5 pF，并且en= 8 nV/√Hz 將具有 enC 電流噪聲
這遠(yuǎn)小于 80 fA/√Hz 的 DUT 電流噪聲。
但是，當(dāng)連接光電二極管時(shí)，額外的C源或 CPD被添加到公式中，可以重新計(jì)算電流噪聲。從 C 端只需 16 pF 的額外電容PD等于 DUT 電流噪聲。低速、大面積光電二極管的量級(jí)為100 pF至1 nF，而高速、小面積光電二極管的尺寸為1 pF至10 pF。
總結(jié)
CMOS和JFET輸入放大器中電流噪聲隨頻率增加的現(xiàn)象是IC設(shè)計(jì)工程師和經(jīng)驗(yàn)豐富的電路設(shè)計(jì)人員所熟知的，但由于該領(lǐng)域的文章太少或制造商提供的信息不完整，許多工程師難以理解。本文的目的是將對(duì)當(dāng)前噪聲行為的理解與更高頻域聯(lián)系起來，并展示一種在所選運(yùn)算放大器上重現(xiàn)測(cè)量的技術(shù)。
審核編輯：gt
工商網(wǎng)監(jiān)
評(píng)論