NCP1650型功率因數(shù)校正器的工作原理

摘要：利用有源功率因數(shù)校正技術可以大大提高電能利用率，降低線路損耗，減小電網(wǎng)的諧波污染，提高電網(wǎng)質(zhì)量。介紹了美國Onsemi公司最新推出的NCP1650型功率因數(shù)校正集成電路的性能特點及工作原理。

關鍵詞：有源功率因數(shù)校正器；平均電流式；功率乘法器；基準乘法器

NCP1650是美國Onsemi公司于2002年3月新推出的功率因數(shù)校正集成電路專利產(chǎn)品，可對85～265V、50Hz或60Hz交流電源系統(tǒng)的功率因數(shù)進行自動校正，大大提高電能利用率，達到節(jié)能目的。NCP1650采用固定頻率、平均電流式脈寬調(diào)制器，可廣泛用于服務器等設備的交流電源系統(tǒng)中，并可作為分布式電源系統(tǒng)的前端校正器，構成1kW以下的功率因數(shù)校正器，功率因數(shù)可達0.95～0.99。

1功率因數(shù)校正器概述

目前，在開關電源、電子鎮(zhèn)流器、交流變頻調(diào)速器等裝置中的AC／DC變換器，都是由橋式整流器與電容濾波器構成的。由于大容量濾波電容器的存在，使得整流二極管的導通角變得很窄，僅在交流電壓的峰值附近才能導通，致使交流電流產(chǎn)生嚴重的失真，變成了尖峰脈沖。這種電流波形中包含了大量的諧波分量，經(jīng)濾波后輸出的有功功率就會顯著降低。因此，普通AC／DC變換器的功率因數(shù)很低，只能達到0.6左右。交流供電設備的功率因數(shù)是在電流波形無失真情況下定義的。造成功率因數(shù)降低的原因有兩個：一是電流波形的相位漂移，二是電流波形存在失真。相位漂移通常是由電源的負載性質(zhì)（感性或容性）而引起的，在這種情況下對功率因數(shù)的分析相對簡單，一般可用公式cosα=P／UI來計算。但是當電流波形存在失真時，分析起來就比較復雜，通常需要用計算機來仿真或者用交流分析儀來測量功率因數(shù)（λ）值。

對功率因數(shù)校正前、后的波形比較如圖1所示。圖1（a）為未進行功率因數(shù)校正的普通隔離式電源變換器的電壓與電流波形圖，其電流波形已嚴重失真。圖1（b）為進行功率因數(shù)校正后的u、i波形圖，其電流波形無失真且與電壓波形的相位保持一致。導致電流波形失真的主要原因是交流電經(jīng)過整流后的電流不能跟隨電壓波形的變化。而功率因數(shù)校正器的作用就是強迫線電流能跟隨線電壓波形的變化，它不僅能提高交流電源變換器的功率因數(shù)，還可以抑制諧波，減小峰值電流和有效值電流，消除基波的相位漂移。

傳統(tǒng)的功率因數(shù)概念是基于線性負載條件得到的，它要求交流設備中的電壓與電流為相同頻率的正弦波，因此可通過在感性負載兩端并聯(lián)移相電容來校準功率因數(shù)，這種方法被稱作無源功率因數(shù)校正。但無源功率因數(shù)校正器存在著局限性，它不僅體積龐大、笨重、價格高，而且只對基波的相移加以補償。它僅對某些特定的諧波具有抑制作用。

（a）校正前

（b）校正后

圖1功率因數(shù)校正前、后的波形比較

目前在電力電子設備及開關電源中，存在著大量的非線性負載（AC／DC變換器中的橋式整流濾波器即是最典型的例子），這時傳統(tǒng)的無源功率因數(shù)校正已難于勝任。為了適應電力電子技術的發(fā)展，自20世紀90年代以來，有源功率因數(shù)校正APFC（ActivePowerFactorCorrection）技術得到迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個功率變換電路，將輸入電流校正成與輸入電壓相位相同且不失真的正弦波，使功率因數(shù)接近于1。交流輸入電壓經(jīng)橋式整流后，得到全波整流電壓uL（亦稱線路電壓），再經(jīng)DC／DC變換后，通過控制器使線路電流的平均值（Iavg）能自動跟隨全波整流電壓基準（uREF）的變化，并獲得穩(wěn)定的直流高壓輸出（通常UO=＋400V），給負載提供直流電壓源。

有源功率因數(shù)校正器主要包括乘法器和電流控制器。早期的有源功率因數(shù)校正器是用分立元件構成的。近年來各種集成功率因數(shù)校正器已大量投放市場，其控制功能和技術指標也在不斷提高。由美國Onsemi公司最新推出的NCP1650型功率因數(shù)校正器集成電路，是一種性能優(yōu)良的APFC芯片。

2NCP1650型功率因數(shù)校正器的性能特點1）它采用基于固定頻率的平均電流式脈寬調(diào)制器，能精確地設定輸入功率和輸出電流的極限值，適合構成從100W至1kW的功率因數(shù)補償器。其交流輸入電壓范圍是85～265V，適用于50Hz或60Hz電網(wǎng)頻率。PFC的直流輸出電壓被設定為400V（額定值），能滿足UO>umax的條件。

2）NCP1650被設計成“真功率（TruePower）”限制電路。所謂真功率，是指電源系統(tǒng)在交流電的一個周期內(nèi)所消耗的平均功率。NCP1650即使工作在恒功率模式，也能保持很高的功率因數(shù)。

3）內(nèi)部使用了功率乘法器和基準乘法器，與傳統(tǒng)的線性模擬乘法器相比，能顯著提高運算精度。利用鋸齒波補償電路和平均電流補償電路，可對線路及負載進行快速補償。

4）集成度高。片內(nèi)有3個誤差放大器（直流誤差放大器、交流誤差放大器、功率誤差放大器），1個電流檢測放大器，3個比較器（PWM比較器、掉電比較器、過沖比較器），2個緩沖器（基準電壓緩沖放大器、交流基準緩沖器），以及2個乘法器。3個誤差放大器均屬于跨導式放大器，其增益就等于跨導（gm）與阻抗負載（RL）的乘積。

5）具有完善的保護功能，包括電源欠壓保護、掉電保護、輸出電壓過沖保護、最大輸入功率限制、線電流及瞬態(tài)電流限制、軟啟動電路。一旦發(fā)生過壓過載故障，能確保電源和設備不受損壞。

3NCP1650型功率因數(shù)校正器的工作原理

NCP1650型功率因數(shù)校正器采用SO－16封裝，內(nèi)部框圖如圖2所示。各引腳的功能如下：

UCC、GND分別為工作電源端和公共地，UCC的極限值為18V，典型值為14V，當UCC≤10.5V時進行欠壓保護；

UREF為6.5V直流基準電壓引出端，為使基準電壓穩(wěn)定，該端對地需接一只0.1μF的消噪電容；

ACCOMP為交流補償端，外接阻容元件對交流誤差放大器進行頻率補償； ACREF為交流誤差放大器的參考電壓引出端，外接一只濾波電容，交流誤差放大器屬于跨導放大器，接高阻抗負載；

ACIN為交流輸入端，整流后的全波整流電壓經(jīng)電阻分壓器接至此端；

FB／SD（Feedback／Shutdown）為反饋／掉電端，直流輸出電壓通過電阻分壓器為該端提供4.0V（典型值）的反饋電壓，UFB還被引到掉電比較器的反相輸入端，當UFB≤0.75V時，就進行掉電保護，禁止芯片輸出；

LOOPCOMP為電壓控制環(huán)的補償端，外接RC串聯(lián)網(wǎng)絡，對直流誤差放大器進行頻率補償；

PCOMP為功率控制環(huán)的補償端，外接RC并聯(lián)網(wǎng)絡，對功率誤差放大器進行頻率補償；

NCP1650型功率因數(shù)校正器的工作原理

圖2NCP1650的內(nèi)部框圖

PIM為最大輸入功率設定端，利用外部電阻可設定最大輸入功率值；

Iavg為最大平均電流設定端，外接一只低溫度系數(shù)的金屬膜電阻，可設定最大平均值電流和電流檢測放大器的增益；

Iavg?fltr為外接濾波電容，濾除瞬態(tài)電流波形中的高頻成分，獲得線電流的平均值；

IS－為負極性的電流檢測輸入端，外接線電流檢測電阻RS；

RAMPCOMP為鋸齒波補償端，亦稱斜坡（RAMP）補償端；

CT為外接定時電容端；

OUT為輸出端，可直接驅(qū)動MOSFET或者IGBT，亦可通過外部驅(qū)動管來驅(qū)動更大功率的MOSFET。

芯片內(nèi)部主要包括10部分：①帶隙基準電壓源及緩沖放大器；②振蕩器及鋸齒波補償電路；③基準乘法器與功率乘法器；④誤差放大器；⑤電壓／功率“或”網(wǎng)絡；⑥平均電流補償電路；⑦電流檢測放大器；⑧脈寬調(diào)制器及邏輯電路；⑨驅(qū)動器；⑩保護電路（含輸出電壓過沖保護、欠壓保護、掉電保護、線電流及瞬態(tài)電流限制電路、最大輸入功率限制電路和軟啟動電路）。下面介紹主要單元電路的工作原理。

3?1PFC控制環(huán)基本電路的工作原理

PFC控制環(huán)的基本電路如圖3所示。uL為橋式整流后的電壓，稱之為線電壓。因輸入濾波電容C1的容量很小，故uL為全波整流電壓。uL經(jīng)分壓后得到u1，加至ACIN端。該控制環(huán)路有3種輸入信號，分別為從ACIN端輸入的全波整流電壓u1，從FB／SD端輸入的直流反饋電壓UFB，從IS－端輸入的線電流信號iIN。PFC控制環(huán)的基本原理是由交流誤差放大器根據(jù)交流輸入電壓與交流輸入電流的參數(shù)來控制電源開

圖3PFC控制環(huán)的基本電路

圖4PFC電路中的工作波形

關，將輸入電流變成高質(zhì)量的正弦波，從而使功率因數(shù)接近于1。

基準乘法器的一個輸入端接u1，另一端接直流誤差電壓Ur，再利用Ur去調(diào)節(jié)u1，使基準乘法器輸出的交流基準電壓（uREF）為不失真的全波整流波形。交流誤差放大器的同相輸入端接uREF，電流檢測放大器輸出的高頻電流信號i2則送至反相輸入端，有關系式i2=kiIN。與此同時，u1還通過平均電流補償電路輸出電壓u2，也加到交流誤差放大器的反相輸入端。該放大器輸出的交流誤差電壓為ur。uREF與u2、iIN的關系式為

uREF=u2＋kiIN（1）

式中：u2=0.75u1，比例系數(shù)k=8.0。

PFC電路中的工作波形如圖4所示。圖中的4.0V為內(nèi)部基準電壓。ur′為疊加上高頻電流i1以后的交流誤差電壓，該電壓就作為PWM比較器的輸入信號。從圖上可以看出kiIN在每個時鐘周期內(nèi)的變化情況。在ur′的波形中，電流信號i1已完全能夠跟隨ur′的變化，從而實現(xiàn)了功率因數(shù)校正的目的。

PWM比較器將ur′與4.0V基準電壓進行比較，再利用二者的差值去控制MOSFET的關斷時刻。當時鐘信號來到時MOSFET開通，直到ur′的瞬時值達到4.0V時才關斷。

3.2振蕩器及鋸齒波補償電路

該振蕩器能產(chǎn)生兩路信號，一路為鋸齒波信號，作為開關頻率信號；另一路為時鐘脈沖，作為RS觸發(fā)器的復位信號。鋸齒波頻率和時鐘頻率的典型值均為100kHz。振蕩頻率與定時電容的定性關系為

f=47000／CT（2）

式中：CT的單位是pF，f的單位是kHz。通常取CT=470pF，使f=100kHz。

3.3乘法器

與傳統(tǒng)的線性模擬乘法器不同，NCP1650使用的是基準乘法器和功率乘法器，這兩種新型乘法器能大大提高運算精度，使輸出信號量的誤差極小。乘法器的

NCP1650型功率因數(shù)校正器的工作原理

圖5乘法器的簡化電路

圖6NCP1650型功率因數(shù)校正器的典型應用電路

簡化電路如圖5所示。每個乘法器都有兩個輸入端、一個輸出端。其中，A輸入端接一個電壓－電流（U／I）轉(zhuǎn)換器，可將UA信號轉(zhuǎn)換成電流信號IA。P輸入端接PWM比較器的同相輸入端。乘法器的增益則由U／I轉(zhuǎn)換器的電壓／電流比率、電阻R、鋸齒波的峰值電壓與谷值電壓所決定。當鋸齒波達到峰值時，在R上就獲得輸出電壓，該電壓與UA、UP的乘積成正比。RC濾波器的極點頻率應高于2倍的電網(wǎng)頻率，對50Hz交流電而言，就應高于100Hz，但不得超過100kHz。

功率乘法器中設有U／I轉(zhuǎn)換器。電流檢測放大器的輸出電流直接加到A輸入端。功率乘法器的增益受外部電阻R3、R8的控制。如圖6所示，其中，R3為最大輸入功率（PIM）的設定電阻。乘法器的輸出端還接有濾波電容C5。R8為最大平均值電流設定端（即Iavg端）的外接電阻。利用下式可以計算乘法器的增益AV：AV=(3)

式中：UCS——電流檢測放大器的輸入電壓有效值；

u1——加至第5腳的全波整流電壓有效值；

Uramp——鋸齒波電壓的峰－峰值（約為4V）。

顯見，當R3和R8確定之后，功率乘法器的輸出電壓就與（UCS·u1）的乘積成正比，這就是功率乘法器的工作原理。

3.4脈寬調(diào)制及輸出級

它包括PWM比較器、RS觸發(fā)器、或門H和驅(qū)動器。RS觸發(fā)器有兩個置位端（S）、一個復位端（R）。當時鐘信號的下降沿來到時，MOSFET開始導通，此時交流誤差放大器的輸出電壓、鋸齒波補償電壓和外部電感器上的瞬態(tài)感應電流，疊加成一個復雜的波形UΣ，再與PWM比較器的4.0V參考電壓進行比較。當UΣ>4.0V時，PWM比較器就輸出高電平，將MOSFET關斷，直到下一個時鐘脈沖來到時為止。但欠壓保護信號和過沖保護信號具有優(yōu)先權，它們可強迫輸出級關斷。驅(qū)動器由互補型MOS場效應管所組成。

3?5保護電路

包括輸出電壓過沖保護電路、欠壓保護電路、掉電保護電路、最大輸入功率限制電路、瞬態(tài)電流限制電路、線電流限制電路、軟啟動電路。

參考文獻

[1]Onsemi公司產(chǎn)品手冊，2002.3.

[2]林雯，齊長遠．有源功率因數(shù)校正技術[J]．電源

技術應用，1998合訂本.

[3]沙占友.新型單片開關電源的設計與應用[M].

電子工業(yè)出版社，2001.