LDO噪聲與VCO輸出相噪的關(guān)系

摘要

相位噪聲是時(shí)鐘、射頻頻綜最為關(guān)注的技術(shù)指標(biāo)之一。影響鎖相環(huán)相噪的因素有很多，比如電源、參考源相噪、VCO 自身的相噪、環(huán)路濾波器的設(shè)置等。其中，電源引入的低頻噪聲往往對(duì)鎖相環(huán)的近端相噪有著很大的影響。對(duì)于高性能的時(shí)鐘和射頻頻綜產(chǎn)品，為了獲得極低的相噪性能，往往采用低噪聲的LDO 供電。然而，采用不同的LDO 給頻綜供電，取得的相噪性能往往會(huì)有很大差別，同時(shí)，LDO 外圍電路設(shè)計(jì)也會(huì)影響到頻綜的相噪性能。

本文首先簡(jiǎn)要地介紹了LDO 的噪聲來源及環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)輸出噪聲的影響；其次，根據(jù)調(diào)頻理論推導(dǎo)出VCO 的相位噪聲與LDO 的噪聲頻譜密度的理論計(jì)算關(guān)系。在此基礎(chǔ)上，為了驗(yàn)證LDO 噪聲對(duì)射頻頻綜輸出相噪的影響，分別采用TPS7A8101 和TPS74401 LDO 評(píng)估板給TRF3765 射頻頻綜評(píng)估板供電，對(duì)比測(cè)試這兩種情況下的TRF3765 相噪曲線；同時(shí)，為了驗(yàn)證LDO 環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)頻綜相噪的影響，針對(duì)TPS7A8101 評(píng)估板的參考電路做出部分修改，并對(duì)比測(cè)試了電路修改前后的TRF3765 輸出相噪。

1、LDO?噪聲來源及環(huán)路穩(wěn)定性對(duì)輸出噪聲影響

1.1 LDO?噪聲來源

LDO 的噪聲分為L(zhǎng)DO 內(nèi)部的噪聲和LDO 外部的噪聲。LDO 內(nèi)部的噪聲來自于內(nèi)部電路的帶隙基準(zhǔn)源，放大器以及晶體管。LDO 外部的噪聲來自于輸入。在LDO 的手冊(cè)中，PSRR 是表征LDO抑制外部噪聲的能力，但PSRR 高并不代表LDO 內(nèi)部噪聲小。LDO 的總輸出噪聲才是表征LDO內(nèi)部噪聲抑制的參數(shù)，一般在電氣特性表里用單位μVRMS 表示，或者在噪聲頻譜密度圖上表示。

圖2 是LDO 內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖，VN 代表等效噪聲源。噪聲源包括帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的噪聲VN (REF) ，誤差放大器產(chǎn)生的噪聲VN (AMP) ，F(xiàn)ET 產(chǎn)生的噪聲VN (FET) 以及反饋電阻產(chǎn)生的噪聲VN ( R1) 和VN ( R2) 。在大多數(shù)情況下，由于帶隙基準(zhǔn)源電路是由很多不同的電阻、晶體管和電容組成，它所產(chǎn)生的噪聲會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于反饋電阻產(chǎn)生的噪聲。而且?guī)痘鶞?zhǔn)源是誤差放大器的輸入，它所產(chǎn)生的噪聲也會(huì)經(jīng)由誤差放大器放大來控制FET，所以誤差放大器本身以及FET 所產(chǎn)生的噪聲也會(huì)比帶隙基準(zhǔn)源的噪聲要低?？梢哉f，LDO 內(nèi)部最大的噪聲源就是帶隙基準(zhǔn)源。我們把LDO 輸出噪聲VN (OUT) 表示為

VN ( Other) 是VN ( AMP) 以及VN (FET) 的和。由公式1 可以得出，輸出噪聲最小值出現(xiàn)在R1 短接到FB，誤差放大器的增益近似為1 的時(shí)候。

1.2 LDO?噪聲抑制方法

為了抑制帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的噪聲，有三種辦法。

一是降低誤差放大器的帶寬，抑制了帶隙基準(zhǔn)源的高頻噪聲。但是降低帶寬會(huì)使LDO 的動(dòng)態(tài)性能降低。

二是在帶隙基準(zhǔn)源和誤差放大器之間加低通濾波。高性能的LDO 都會(huì)有一個(gè)噪聲抑制NR 管腳，CNR 并聯(lián)在帶隙基準(zhǔn)源和GND 之間，起到低通濾波的作用。如圖3 所示。

三是在反饋電阻R1 上增加前饋電容CFF 。在增加了CFF 和CNR 后，輸出噪聲可以表示為

從式2 可以得出，CFF 越大，輸出噪聲就越小。頻率越高，輸出噪聲越小。

圖4 是不同CFF 下的噪聲頻譜密度圖?？梢钥闯?，CFF 越大，噪聲從低頻開始都能被很好的抑制。CFF 太小的時(shí)候，抑制噪聲的作用就不太明顯。當(dāng)頻率很高的時(shí)候，不管用多大的CFF ，噪聲頻譜密度相差不會(huì)太大。所以，增加合適的前饋電容CFF ，對(duì)改善LDO 低頻噪聲有非常好的效果。

1.3 LDO?環(huán)路穩(wěn)定性與輸出噪聲的關(guān)系

從LDO 的小信號(hào)分析可以看出，LDO 有兩個(gè)低頻極點(diǎn)，如果沒有合適的零點(diǎn)補(bǔ)償，LDO 的穩(wěn)定裕度不夠，就有可能產(chǎn)生震蕩。穩(wěn)定裕度不夠的LDO 產(chǎn)生的內(nèi)部噪聲會(huì)更大。上節(jié)中提到第三種噪聲抑制方法，即增加前饋電容CFF 是實(shí)際上為了改善系統(tǒng)穩(wěn)定裕度。由CFF 與R1組成一個(gè)低頻零點(diǎn)，。

由下圖的頻率響應(yīng)可以看出，零點(diǎn)是相位裕度有了很大的提升，增加了系統(tǒng)穩(wěn)定性，從而減小了系統(tǒng)低頻噪聲。

2、LDO?噪聲與VCO?輸出相噪的關(guān)系

電源引入噪聲對(duì)鎖相環(huán)中各個(gè)有源器件都可能造成影響，其中最為敏感的部分是VCO，本文將著重討論LDO 輸出噪聲對(duì)VCO 相噪的影響。

一個(gè)典型的LDO 供電的頻綜系統(tǒng)框圖如圖7 所示：加載在電源上的噪聲信號(hào)通過頻率調(diào)制過程調(diào)制到VCO 的輸出，造成VCO 輸出相噪惡化。

根據(jù)經(jīng)典調(diào)頻系統(tǒng)理論，調(diào)制指數(shù)β由式（3）來表示

對(duì)于電源噪聲調(diào)制，式中的頻率背離（Frequency Deviation）可由下式得到

式中，Kpush 是VCO 的電源推壓指數(shù)，它表征的是VCO 對(duì)電源噪聲波動(dòng)的靈敏度，單位用MHz/V 來表示；A 是電源噪聲信號(hào)幅度。

對(duì)于采用LDO 供電的射頻頻綜來說，通常用LDO 的指定頻率偏移的頻譜噪聲密度Sldo（f）（Noise Spectrum Density）來表征電源噪聲，由于它是一個(gè)RMS 電壓值，所以式（4）可以表示為

將式（5）帶入式（3），可以得到

式中，f 是相應(yīng)的頻率偏移。

由不同頻率成分噪聲調(diào)制到載波輸出引起的單邊帶噪聲，由下式表示

將式（6）帶入式（7）有

由式（8）可見，對(duì)于給定的VCO，由于Kpush 是一個(gè)確定的值，因此由LDO 噪聲引起的VCO 輸出相噪是由LDO 的噪聲頻譜密度（Noise Spectrum Density）決定的。

3、采用不同LDO?進(jìn)行射頻頻綜供電對(duì)比測(cè)試

3.1 TPS7A8101/TPS74401?頻綜供電對(duì)比測(cè)試

TPS7A8101 和TPS74401 是TI 推出的兩款高性能LDO 芯片。與TPS74401 相比, 由于具有更高的環(huán)路增益和帶寬，TPS7A8101 具有更高的電源噪聲抑制比（PSRR）；然而，由于具有更好的系統(tǒng)穩(wěn)定性，TPS74401 擁有更低的噪聲頻譜密度（NSD），如下圖8 所示。

下面我們分別采用TPS7A78101 和TPS74401 評(píng)估板對(duì)TRF3765 評(píng)估板進(jìn)行供電，比較兩者的輸出相噪。測(cè)試設(shè)置如下圖9 所示，LDO 的輸入5V 電源由Agilent E3634 提供，通過LDO 評(píng)估板后轉(zhuǎn)變成3.3V 給TRF3765 供電。TRF3765 采用評(píng)估板上自帶的61.44MHZ 晶振作為參考輸入，輸出頻率為2.28GHz。TRF3765 的射頻輸出連到R&S FSQ8 相噪分析儀上測(cè)試相應(yīng)的相噪曲線。

兩者對(duì)比測(cè)試結(jié)果如下圖10 所示，

由上圖看見，采用TPS7A8101 供電，TRF3765 在整個(gè)積分區(qū)間內(nèi)（1KHz~10MHz）的RMS 抖動(dòng)為0.62ps；而TPS74401 的RMS 抖動(dòng)僅為0.44ps。

3.2 TPS7A8101?輸出電路優(yōu)化及其對(duì)頻綜相噪的影響

TPS7A8101 評(píng)估板初始原理圖如圖11 所示，由上節(jié)的測(cè)試結(jié)果可知，采用該電路給TRF3765供電，RMS 抖動(dòng)為0.62ps。

第一章中我們已經(jīng)討論了LDO 加一個(gè)前饋電容可以有效的提高電源的環(huán)路穩(wěn)定性，從而降低LDO 的輸出噪聲頻譜密度。基于此，我們?cè)赥PS7A8101 輸出加一個(gè)0.47 μF 的前饋電容，修改后的原理圖如下圖12 所示。

針對(duì)修改前后的設(shè)計(jì)，我們對(duì)比測(cè)試了相應(yīng)的TRF3765 相噪曲線，如圖13 所示，由圖可見，增加0.47 μF 輸出電容后，1KHz 到10MHz 的RMS 抖動(dòng)由0.62ps 提高到0.49ps。

4?結(jié)論

綜合以上兩組測(cè)試的測(cè)試結(jié)果，可以得到下表

由表1 可以看到，由于TPS74401 的噪聲頻譜密度最小，在給頻綜供電的時(shí)候可以取得最好的相噪性能；TPS7A8101 噪聲頻譜密度相對(duì)較大，在給頻綜供電的時(shí)候取得的相噪性能相對(duì)較差；但是通過優(yōu)化TPS7A8101 的輸出電路設(shè)計(jì)，頻綜的相位噪聲得到了明顯的改善。

實(shí)測(cè)結(jié)果很好的驗(yàn)證了前文的理論分析，即：LDO 的噪聲頻譜密度參數(shù)（NSD）決定了由電源噪聲引起的VCO 相噪惡化；通過提高LDO 的環(huán)路穩(wěn)定性可以達(dá)到降低噪聲頻譜密度的目的，從而改善頻綜的輸出相噪。

審核編輯：湯梓紅