LLC變換器的設計工作原理

概述

LLC 諧振變換器因能滿足現(xiàn)代電源設計苛刻的性能要求而成為電力電子領域的熱門話題。LLC 屬于龐大的諧振變換器拓撲家族系列，而諧振腔是該拓撲系列的基礎特征。諧振腔是一組以特定頻率（稱為諧振頻率）振蕩的電感器和電容器組成的電路。

這種開關模式的 DC/DC 電源變換器允許采用更高的開關頻率 (fSW) 并且降低了開關損耗，因此更適用于高功率和高效率應用。LLC 諧振變換器是具有精密系統(tǒng)（即高端消費電子產(chǎn)品）或更高運行功率要求（即為電動汽車充電）的電源應用理想之選。

LLC 變換器由 4 個模塊組成：電源開關、諧振腔、變壓器和二極管整流器（參見圖 1）。MOSFET 功率開關首先將輸入的直流電壓轉換為高頻方波；隨后方波進入諧振腔，由諧振腔消除方波的諧波并輸出基頻的正弦波；正弦波再通過高頻變壓器傳輸?shù)阶儞Q器的副邊，并根據(jù)應用需求對電壓進行升壓或降壓；最后，二極管整流器將正弦波轉換為穩(wěn)定的直流輸出。

圖 1：簡化 LLC 變換器的電路原理圖

LLC 變換器因其諧振特性，即使在非常高的功率下也能保持高效率。該特性同時實現(xiàn)了原邊和副邊的軟開關功能，它降低了開關損耗，從而提高了效率。

另外，LLC 拓撲還能夠節(jié)省電路板空間，因為它不需要輸出電感器。這意味著所有電感器都可以輕松集成到單個磁性結構中，從而節(jié)省面積和成本。當電路的所有電感元件都位于同一個結構中時，其電磁兼容性將得到極大的改善；因為屏蔽單個結構比屏蔽三個結構一定更容易，也更便宜。

電源開關

電源開關可以采用全橋或半橋拓撲實現(xiàn)，每種拓撲都具備自己獨特的輸出波形（參見圖 2）。

圖2: 電源開關拓撲

這兩種拓撲的主要區(qū)別在于：全橋拓撲生成的方波沒有直流偏移，幅度等于輸入電壓 (VIN).；半橋拓撲則產(chǎn)生一個偏移 (VIN / 2)的方波，因此幅度僅為全橋波的一半。

每種拓撲都有其自身的優(yōu)缺點。全橋拓撲需要更多的晶體管，因此實施成本更高。而且，添加的晶體管會導致串聯(lián)電阻(RDS(ON))增加，從而增加傳導損耗；但另一方面，全橋實現(xiàn)可以將必要的變壓器匝數(shù)比 (N) 降低一半，因此可以最大限度地減少變壓器中的銅損。

半橋拓撲的實施則更具成本效益，而且，它可以將電容器兩端的 RMS 電流降低約 15%；不過，這種拓撲會增加開關損耗。

權衡利弊之后，通常建議在功率低于 1kW 的應用中采用半橋功率開關拓撲，而在更高功率應用中則采用全橋拓撲。

諧振腔

諧振腔由諧振電容器 (CR) 和兩個電感器組成：諧振電感器 (LR)與電容器和變壓器串聯(lián)，勵磁電感器 (LM)則與之并聯(lián)。諧振腔的作用是濾除方波的諧波，將基頻開關頻率的正弦波輸出到變壓器的輸入端。

圖 3：帶原邊參考負載的 LLC 諧振腔示意圖

諧振腔的增益隨頻率和副邊負載而變化（參見圖 4）。設計人員需調整這些參數(shù)，以確保變換器在寬負載范圍內均高效運行。具體方法為，設計諧振腔的增益值，使其在所有負載條件下均超過 1。

圖 4：不同負載條件下的諧振增益響應

LLC 變換器因諧振腔的雙電感器而具有寬工作范圍與高效率。要了解其原理，首先要了解諧振腔采用不同電感器時，在重載和輕載條件下的響應。

當諧振腔僅由諧振電容器和勵磁電感器組成時，圖 5 顯示了諧振腔在不同負載條件下的增益。在輕載下，諧振腔增益有一個明顯的峰值；但重載下的增益不僅沒有峰值，反而有阻尼響應，并且只在非常高的頻率下才達到單位增益。

圖 5：具有并聯(lián)電感器的 LC 諧振腔增益響應和示意圖

當諧振腔僅由串聯(lián)的諧振電容器和諧振電感器 (LR) 組成時，結果則不同。其增益不會超過 1，但當負載最大時，諧振腔達到單位增益的速度要比并聯(lián)電感器快得多。

圖 6：具有串聯(lián)電感器的 LC 諧振腔增益響應和示意圖

如果諧振腔中同時帶兩種電感器，則產(chǎn)生的頻率增益響應可確保變換器充分響應更大的負載范圍；而且，還可以實現(xiàn)對整個負載范圍的穩(wěn)定控制（參見圖 4）。此時的 LLC 諧振腔具有兩個諧振頻率 (fR and fM)，可分別由公式 (1) 和公式 (2) 計算得出。

fR=12π√LR×CRfM=12π√LM+LR×CR

諧振腔的增益響應取決于三個參數(shù)：負載、歸一化電感和歸一化頻率。

負載通過品質因數(shù) (Q) 來表示，它取決于連接到輸出的負載。但直接采用負載值并不準確，因為在諧振腔輸出和負載之間還有一個變壓器和一個整流器（參見圖 1）。因此，我們必須為負載提供一個主參考值，即 RAC. RAC 和 Q 可以分別用公式 (3) 和公式 (4) 來估算：

RAC=8xn2π×ROQ=√LR/CRRAC

歸一化頻率 (fN) 定義為 MOSFET 開關頻率 (fSW) 與諧振腔諧振頻率 (fR)之間的比率。fN 可以通過公式 (5) 計算：

fN=fSWfR

歸一化電感 (LN)表示諧振電感和勵磁電感之間的關系，用公式 （6）來估算：

LN=LMLR

有了以上參數(shù)，就可以利用公式 (7) 來計算變換器的增益響應了：

MG(Q,Ln,Fn)=VOUT[AC]VIN[AC]=f2N×(LN?1)(f2N?1)2+f2Nx(f2N?1)×(LN?1)2×Q2

請注意，以上計算均采用一次諧波分析 (FHA) 進行。這種方法之所以適用，是因為我們已假設 LLC 是在諧振頻率 ?(fR)內運行的。通過應用傅里葉分析，諧振腔的輸入是由多個具有不同幅度和頻率的正弦波組成的方波。由于諧振腔可濾除所有與基頻 fSW頻率不同的正弦波，所以我們可以忽略除基頻正弦波之外的所有波，這可以大大簡化我們的分析。

軟開關

LLC 變換器的另一個常見特性是其軟開關能力。

軟開關功能旨在通過利用電流的自然上升與下降、以及電路內部電壓來降低開關損耗，以確保電子開關在最有效的時刻導通或關斷。如果在電流近似為零時開關，稱為零電流開關 (ZCS)。如果在低電壓下開關，稱為零電壓開關 (ZVS)。LLC 變換器憑借其諧振特性，可以同時實現(xiàn) ZVS 和 ZCS。

圖 7 顯示了 LLC 變換器的四種基本工作模式。模式 1 和模式 3 為標準的 LLC 操作，如前文所述。在模式 1 中，電流從電源輸送到諧振腔和變壓器副邊（Q1 導通，Q2 關斷）。在模式 3 中，存儲在諧振腔中的剩余功率被傳輸?shù)阶儔浩鞯母边?，其電流的流動方向與模式 1 中相反（Q1 關斷，Q2 導通）。ZVS 在模式 2 和模式 4 中出現(xiàn)，此時兩個開關均關斷；期間，電流流過晶體管的體二極管（例如模式 2 中的 Q2，或模式 4 中的 Q1），這也稱為續(xù)流。

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圖 7：LLC 工作模式原理圖

受體二極管的小壓降限制，續(xù)流導致晶體管兩端的電壓 (VDS) 下降，直至接近零值。此時，兩個柵極信號都為低電平，當電路從模式 2 轉換到模式 3 、或模式 4 轉換到模式 1 時，晶體管兩端的電壓接近于零，這最大限度地降低了開關損耗。

圖 8：LLC 工作模式信號

結論

了解 LLC 諧振腔工作原理對設計 LLC變換器至關重要。諧振腔的諧振特性使LLC變換器可以在寬負載和功率范圍內保持高效且穩(wěn)定的運行，因此廣受歡迎。不過，這種諧振也要求設計人員在設計電路參數(shù)時需非常謹慎，因為諧振腔的增益響應受大量參數(shù)的影響，其中包括負載和變換器的工作點（見公式 (7)）。

接上面：

本系列的兩篇文章將討論 LLC變換器設計的關鍵考量因素。第I部分 探討了各種電源開關拓撲和 LLC 諧振腔的特性。本文為第II部分，將介紹 LLC 變換器設計中的重要參數(shù)，包括增益、負載、頻率和電感。

LLC變換器增益

影響LLC 變換器增益的兩個模塊是諧振腔和變壓器。諧振腔增益是可變的，具體取決于負載 (Q)、歸一化頻率 (fN)和歸一化電感 (LN)。變換器的增益響應 (MG為Q, LN和fN的函數(shù)，通過公式 (1) 來計算：

變壓器增益則由變壓器原邊線圈的匝數(shù)與副邊線圈的匝數(shù)之比定義。該比率由變壓器的物理結構定義，所以一旦變換器開始工作，就不能輕易改變。

圖 1 顯示了 LLC 變換器的增益路徑。

圖 1：LLC 變換器的增益路徑

圖 2 顯示了帶變壓器的 LLC 諧振腔原理圖。

圖 2：帶變壓器的 LLC 諧振腔原理圖

變換器的總增益 (VOUT / VIN) 為兩個增益的乘積，可通過公式 (2) 來估算：

其中 n 為變壓器的匝數(shù)比，MG則為 LLC 諧振腔增益。

理想情況下，諧振腔不會放大或衰減信號，而是濾除諧波。這意味著諧振腔的標稱增益應為 1，并且變壓器應是改變輸出電壓電平的唯一階段。

但實際上，LLC 變換器常用于 AC/DC變換器。AC/DC 變換器通常由一個 AC/DC + PFC 轉換級和一個 LLC DC/DC 變換器組成，用于將電壓降到所需的水平（參見圖 3）。

圖3: AC/DC變換器功能模塊

AC/DC + PFC 級將 AC 輸入電壓 (VIN) （例如來自 AC 電源的功率）轉換為穩(wěn)定的 DC 電壓，同時還保持輸入電流與 VIN 同相。PFC 級對確保設計符合國際標準（包括 ISO、UNSCC、IEEE 和 CISPR）規(guī)定的各項功率因數(shù)規(guī)范十分必要。AC/DC + PFC 級的輸出電壓 (VOUT) 在理想情況下是穩(wěn)定的，但由于組件的非理想化， AC/DC 輸出端往往會出現(xiàn)電壓紋波，這通常是寄生電感和電容ESR導致的，這種電壓紋波也會出現(xiàn)在 LLC 變換器的輸入端。

由于變換器的 VIN 和變壓器固定增益帶來的變數(shù)，LLC 諧振腔需要補償 VIN 帶來的變化以獲得恒定的 VOUT。因此，如果 VIN 低于標稱值，諧振腔可稍稍放大信號以產(chǎn)生最大諧振腔增益；如果 VIN 超過標稱值，則最小諧振增益可確保變壓器原邊繞組處的電壓穩(wěn)定在標稱值，以保持穩(wěn)定的 VOUT。

標稱諧振增益 (MG_NOM) 可以使用公式 (3) 來計算 (MG_NOM)：

最大諧振增益 (MG_MAX) 可以使用公式 (4) 來計算：

最小諧振增益 (MG_MIN) 可以使用公式 (5) 來計算：

圖 4 顯示了 LLC 變換器的增益響應以及所需的最大、最小和標稱諧振腔增益值。

圖 4：LLC 變換器增益響應

LLC變換器負載

如 第I部分所述，負載通過品質因數(shù) (Q) 來表示，它影響諧振腔的最大增益以及峰值增益頻率。諧振腔的峰值增益隨負載的增加而降低。因此，即使在最壞的情況下(即負載最大時)，滿足最大增益要求也是非常重要的。

圖 5 顯示了 LLC 變換器對一系列負載的頻率響應。

圖 5：LLC 變換器頻率響應

LLC變換器開關頻率

負載對增益的影響是無法控制的，但可以通過改變 MOSFET 的開關頻率 (fSW) 來保持電路增益。如圖 5 所示，盡管負載會影響變換器的最大增益，但增加負載也會將頻率 (fMG_MAX) 拉至更高水平，并產(chǎn)生最大增益。

圖 6 顯示了 LLC 諧振腔中一系列不同負載的最大增益點，以虛線繪制。這條線將增益響應分為兩個不同的區(qū)域。在感性區(qū)域（右側），發(fā)生零電壓切換，并且增益隨著頻率的降低而增加，直至達到峰值增益頻率。然后變換器進入容性區(qū)域（峰值增益頻率的左側），在該區(qū)域降低頻率也會降低增益。感性區(qū)域允許通過頻率變化進行穩(wěn)定的增益控制。

圖 6：頻率響應的容性區(qū)域和感性區(qū)域

一般不建議進入容性區(qū)域，因為當?shù)瓦匨OSFET (LS-FET) (S2) 晶體管的體二極管處于反向恢復狀態(tài)時，高邊MOSFET (HS-FET) ?（S1） 可能導通（參見圖7）。這會造成潛在的半橋直通條件，從而導致 S2發(fā)生故障，或者，至少會降低變換器的效率。

圖 7：電源開關中的直通電流

不同的負載產(chǎn)生不同的頻率響應和最大增益頻率。要確定最小fSW，需要考慮最壞情況，即從最小負載轉換至最大負載時（參見圖 8）。當負載較小時，變換器工作在感性區(qū)域，但如果負載突然增加，工作點將進入容性區(qū)域。因此，應增加最小頻率 (fMIN) 以確保所有負載的工作點都保持在感性區(qū)域。

圖 8：負載轉移對工作區(qū)域的影響

因此，要建立穩(wěn)定的頻率范圍， fMIN 必須等于過載情況下變換器的最大增益頻率 (fOVERLOAD)（參見圖 9）。

圖 9：開關頻率的穩(wěn)定、不穩(wěn)定和工作窗口期范圍

一旦得到變換器的最小頻率，就可以建立一個工作 fSW 范圍。變換器的最大頻率(fMAX) ?受控制器和 MOSFET 最大頻率的限制。但工作窗口期不需要很大，它可以通過最大和最小增益頻率來定義，只要處于穩(wěn)定頻率范圍即可。

LLC 諧振腔電感

歸一化 LN 定義了峰值增益斜率，該斜率標志著感性區(qū)域和容性區(qū)域之間的界限，如圖 10 所示。在相同負載條件下，諧振腔的峰值增益取決于歸一化 LN。

圖 10：具有不同歸一化電感的 LLC 變換器的最大增益曲線

較小的 LN 可為更廣范圍的負載和操作提供高增益。另一方面，較小的 LN 也會帶來較高的磁化電流，并使效率降低。

要選擇適當?shù)臍w一化 LN值，設計人員需要考慮負載最大時的最壞情況。LN 的選擇必須能夠提供足夠的增益來補償 VIN的任何缺陷，即使在過載條件下也是如此。

結語

LLC 變換器的設計是一個漫長而復雜的過程，需要根據(jù)特定的應用要求考慮多種因素。由于大量的參數(shù)以及這些參數(shù)之間的關系，設計過程通?？缭蕉啻蔚c計算，可能導致設計時間過長。

編輯：黃飛

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