基于H橋級聯(lián)型逆變器PWM控制設(shè)計方案

基于H橋級聯(lián)型逆變器PWM控制設(shè)計方案

摘?要：本文主要對大功率高壓變頻器H橋級聯(lián)型逆變器的實現(xiàn)方式進行了探討，主要從系統(tǒng)中PWM實現(xiàn)的控制策略上進行研究，并針對幾種控制策略的實現(xiàn)方法及性能進行了分析及比較。

關(guān)鍵字：H橋,PWM;

1?引言

　　H橋級聯(lián)型多電平變換器采用多個功率單元串聯(lián)的方法來實現(xiàn)高壓輸出，其輸出多采用多電平移相式PWM控制方式，以實現(xiàn)較低的輸出電壓諧波，較小的dv/dt和共模電壓及較小的轉(zhuǎn)矩脈動。為實現(xiàn)高壓，只需簡單的增加單元數(shù)即可，該種實現(xiàn)方式的技術(shù)難度小。每個功率單元都是分離的直流電源，之間是彼此獨立的，對一個單元的控制不會影響其他單元。H橋級聯(lián)型逆變器與單橋逆變器的實現(xiàn)方式主要區(qū)別在于PWM的控制方式上，本文對H橋級聯(lián)型逆變器的PWM控制方式進行探討。

2?H橋級聯(lián)型逆變器結(jié)構(gòu)

　　每個功率單元都是一個獨立的直流電源，其設(shè)計方式如下圖1所示：

圖1?功率單元結(jié)構(gòu)框圖

　　根據(jù)上圖對功率單元的描述可知，此種實現(xiàn)方式的功率單元可以產(chǎn)生三種電平，即+Udc、0、-Udc。當(dāng)S1和S4導(dǎo)通，S2和S3關(guān)閉時，負(fù)載得到電壓+Udc;當(dāng)S2和S3導(dǎo)通，S1和S4關(guān)閉時，負(fù)載得到電壓-Udc;當(dāng)S1和S3（或S2和S4）導(dǎo)通，S2和S4（或S1和S3）關(guān)閉時，負(fù)載得到電壓0（注意：在控制的過程中，要嚴(yán)格避免同一橋臂兩功率器件同時導(dǎo)通，即同一橋臂的兩路控制信號要求是反向的）。因此可見，當(dāng)使用不同的PWM控制策略，便可以產(chǎn)生不同的PWM波形。

3?載波移相控制理論

　　一般來說，N電平的逆變器調(diào)制，需要N-1個三角載波。載波移相調(diào)制法中，所有三角波均具有相同的頻率和幅值，但是任意兩個相鄰載波的相位要有一定的相移，其值為

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　　調(diào)制信號通常為幅值和頻率都可調(diào)節(jié)的三相正弦信號。通過調(diào)制波和載波的比較，可以產(chǎn)生所需要的開關(guān)器件的驅(qū)動信號[1]。

4?PWM控制策略

　　變頻器通常以正弦波的方式輸出，對于單相橋而言，其輸出通?？煞譃閱螛O性調(diào)制和雙極性調(diào)制兩種方式（限于篇幅，具體實現(xiàn)方式見參考文獻）。而基于H橋方式的逆變器，同樣也可以輸出類似于單相橋輸出的波形，其PWM控制策略應(yīng)稍作調(diào)整。單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制兩種方式輸出的波形在性能上有所區(qū)別，由于單極性調(diào)制可以輸出三個電平，而雙極性調(diào)制只能輸出兩個電平，因此雙極性調(diào)制的dv/dt較大，對電機絕緣沖擊大。在產(chǎn)品設(shè)計過程中，通常采用單極性調(diào)制波形作為最終的輸出波形。本文以H橋級聯(lián)型逆變器的結(jié)構(gòu)和采用載波移相法產(chǎn)生的SPWM作為各功率單元的控制信號為基礎(chǔ)，來實現(xiàn)單極性SPWM波形的輸出。下面對幾種PWM控制策略進行探討和研究：

　　1）?單橋臂斬波：所謂的單橋臂斬波法即是S1和S2作為半周期控制信號，當(dāng)正半周期時S1導(dǎo)通，S2關(guān)閉;當(dāng)負(fù)半周期時S1關(guān)閉，S2導(dǎo)通;S3的控制信號為SPWM信號，

圖2?S3的控制信號波形

圖3?S1的控制信號波形

圖4?功率單元輸出波形

　　S4的控制信號與S3的控制信號相反。通過這樣的控制，便可以輸出如圖4所示的波形，雖然其輸出波形與單相橋的單極性調(diào)制輸出的波形類似，dv/dt較小，但是這個方式導(dǎo)致兩橋臂的功率不均衡。

　　2）?雙極性調(diào)制：H型逆變器的雙極性調(diào)制與單相橋的雙極性調(diào)制一樣，控制信號的產(chǎn)生方式是相同的，區(qū)別在于一個是單橋臂，一個是雙橋臂。為了解決這樣的問題，將如圖2的控制信號輸入給S1和S4，S2和S3與S1和S4的信號反向。這種控制方式只能出現(xiàn)兩種開關(guān)狀態(tài)的組合，即S1和S4同時導(dǎo)通，S2和S3同時關(guān)閉;S1和S4同時關(guān)閉，S2和S3同時導(dǎo)通?？梢暂敵雠c單相橋雙極性調(diào)制相類似的波形。雖然這種方式?輸出波形的dv/dt較大，會產(chǎn)生高次諧波，對系統(tǒng)的沖擊增大，但是功率單元兩橋臂的功率是均衡的，同時其控制方法簡單，易于實現(xiàn)。由于高壓變頻器系統(tǒng)中，控制信號的輸出單元和功率單元之間有一段距離，它們之間是通過光纖連接到一起的，采用這種方法可以減少光纖的使用，降低產(chǎn)品的成本，同時也降低了現(xiàn)場布線的難度。

　　3）?單極性調(diào)制：雖然單橋臂斬波的方式能夠?qū)崿F(xiàn)與單相橋單極性調(diào)制相類似的輸出波形，但是其這種控制方式存在著固有的缺陷，在這里介紹另一種控制方式。如圖1所示，S1由圖5所示的控制信號控制，S3由如圖6所示的控制信號控制，S2與S4分別為S1和S2控制信號的反向信號。圖5和圖6所示的控制信號是基波相位差180度的對稱式SPWM信號。由于基波相位差180度，那么兩路控制信號相對應(yīng)的載波周期的占空比為1，即為互補。輸出的波形會出現(xiàn)四種組合：S1導(dǎo)通，S3關(guān)閉，輸出+Udc;S1導(dǎo)通，S3導(dǎo)通，輸出0;S1關(guān)閉，S3關(guān)閉輸出0;S1關(guān)閉，S3導(dǎo)通，輸出-Udc。見圖中虛線左側(cè)部分，會出現(xiàn)前三種開關(guān)組合，虛線右側(cè)會出現(xiàn)后三種開關(guān)組合，即可以輸出如圖7所示占空比滿足正弦變化的PWM波。

圖5?左橋臂控制信號

圖6?右橋臂控制信號

圖7?H橋單極性調(diào)制輸出波形

　　采用這種方式實現(xiàn)的PWM控制，實現(xiàn)了由單極性SPWM向雙極性SPWM的轉(zhuǎn)化，實現(xiàn)了左右橋壁的功率平衡，同時采用這種方式得到的逆變器輸出電壓諧波很低，輸出不需要采用濾波器，被稱為完美無諧波逆變器。在變頻器控制中，通常采用DSP控制，由于DSP只能輸出兩種電平，不能直接實現(xiàn)單極性SPWM，需要外加器件的輔助，采用此方法利用功率單元的組合邏輯關(guān)系（邏輯關(guān)系如表1），代替了外加器件的功能，節(jié)省了器件，降低了開發(fā)成本和開發(fā)難度，控制簡單，易于實現(xiàn)。

　　表1?邏輯關(guān)系

5?結(jié)束語

　　在大功率高壓變頻器技術(shù)中，PWM控制技術(shù)是其核心技術(shù)之一，一個良好的PWM控制策略是產(chǎn)品性能的保證，在本文中主要針對H橋級聯(lián)型大功率高壓變頻器的PWM控制方式進行了探討，給出了三種實現(xiàn)方式，并針對其實現(xiàn)的方法及性能進行了分析和比較。