RF指標(biāo)的內(nèi)在和意義

這篇文章的初衷是源自我給工廠工程師寫的一份“操作指南”，按理說寫這些東西對于工作了十來年的人來說應(yīng)該是手到擒來的，但是真正寫的時(shí)候就發(fā)現(xiàn)原本計(jì)劃提綱挈領(lǐng)的東西寫成了冗長無比的八股文。

當(dāng)你寫完“EVM 可能隨著 Front-End 的 IL 增大而惡化”的時(shí)候，如果閱讀者是一個(gè)基礎(chǔ)概念知識都不好的工程師（工廠里的工程師很多都是如此），人家第一反應(yīng)是“EVM 是什么”，繼而是“EVM 是為什么會跟 IL 有關(guān)系”，然后還可能是“EVM 還跟什么指標(biāo)有關(guān)系”——這就沒完沒了了。

所以我這里打算“扯到哪算哪”，把一些常見的概念列舉出來，拋磚引玉，然后看看效果如何。

1、Rx Sensitivity（接收靈敏度）

接收靈敏度，這應(yīng)該是最基本的概念之一，表征的是接收機(jī)能夠在不超過一定誤碼率的情況下識別的最低信號強(qiáng)度。這里說誤碼率，是沿用 CS（電路交換）時(shí)代的定義作一個(gè)通稱，在多數(shù)情況下，BER (bit error rate)或者 PER (packet error rate)會用來考察靈敏度，在 LTE 時(shí)代干脆用吞吐量 Throughput 來定義——因?yàn)?LTE 干脆沒有電路交換的語音信道，但是這也是一個(gè)實(shí)實(shí)在在的進(jìn)化，因?yàn)榈谝淮挝覀儾辉偈褂弥T如 12.2kbps RMC（參考測量信道，實(shí)際代表的是速率 12.2kbps 的語音編碼）這樣的“標(biāo)準(zhǔn)化替代品”來衡量靈敏度，而是以用戶可以實(shí)實(shí)在在感受到的吞吐量來定義之。

2、SNR（信噪比）

講靈敏度的時(shí)候我們常常聯(lián)系到 SNR（信噪比，我們一般是講接收機(jī)的解調(diào)信噪比），我們把解調(diào)信噪比定義為不超過一定誤碼率的情況下解調(diào)器能夠解調(diào)的信噪比門限（面試的時(shí)候經(jīng)常會有人給你出題，給一串 NF、Gain，再告訴你解調(diào)門限要你推靈敏度）。那么 S 和 N 分別何來？

S 即信號 Signal，或者稱為有用信號；N 即噪聲 Noise，泛指一切不帶有有用信息的信號。有用信號一般是通信系統(tǒng)發(fā)射機(jī)發(fā)射出來，噪聲的來源則是非常廣泛的，最典型的就是那個(gè)著名的 -174dBm/Hz——自然噪聲底，要記住它是一個(gè)與通信系統(tǒng)類型無關(guān)的量，從某種意義上講是從熱力學(xué)推算出來的（所以它跟溫度有關(guān)）；另外要注意的是它實(shí)際上是個(gè)噪聲功率密度（所以有 dBm/Hz 這個(gè)量綱），我們接收多大帶寬的信號，就會接受多大帶寬的噪聲——所以最終的噪聲功率是用噪聲功率密度對帶寬積分得來。

3、TxPower（發(fā)射功率）

發(fā)射功率的重要性，在于發(fā)射機(jī)的信號需要經(jīng)過空間的衰落之后才能到達(dá)接收機(jī)，那么越高的發(fā)射功率意味著越遠(yuǎn)的通信距離。

那么我們的發(fā)射信號要不要講究 SNR？譬如說，我們的發(fā)射信號 SNR 很差，那么到達(dá)接收機(jī)的信號 SNR 是不是也很差？

這個(gè)牽涉到剛才講過的概念，自然噪聲底。我們假設(shè)空間的衰落對信號和噪聲都是效果相同的（實(shí)際上不是，信號能夠通編碼抵御衰落而噪聲不行）而且是如同衰減器一般作用的，那么我們假設(shè)空間衰落 -200dB，發(fā)射信號帶寬 1Hz，功率 50dBm，信噪比 50dB，接收機(jī)收到信號的 SNR 是多少？

接收機(jī)收到信號的功率是 50-200=-150Bm（帶寬 1Hz），而發(fā)射機(jī)的噪聲 50-50=0dBm 通過空間衰落，到達(dá)接收機(jī)的功率是 0-200=-200dBm（帶寬 1Hz）？這時(shí)候這部分噪聲早已被“淹沒”在 -174dBm/Hz 的自然噪聲底之下了，此時(shí)我們計(jì)算接收機(jī)入口的噪聲，只需要考慮 -174dBm/Hz 的“基本成分”即可。

這在通信系統(tǒng)的絕大部分情況下是適用的。

4、ACLR/ACPR

我們把這些項(xiàng)目放在一起，是因?yàn)樗鼈儽碚鞯膶?shí)際上是“發(fā)射機(jī)噪聲”的一部分，只是這些噪聲不是在發(fā)射信道之內(nèi)，而是發(fā)射機(jī)泄漏到臨近信道中去的部分，可以統(tǒng)稱為“鄰道泄漏”。

其中 ACLR 和 ACPR（其實(shí)是一個(gè)東西，不過一個(gè)是在終端測試中的叫法，一個(gè)是在基站測試中的叫法罷了），都是以“Adjacent Channel”命名，顧名思義，都是描述本機(jī)對其他設(shè)備的干擾。而且它們有個(gè)共同點(diǎn)，對干擾信號的功率計(jì)算也是以一個(gè)信道帶寬為計(jì)。這種計(jì)量方法表明，這一指標(biāo)的設(shè)計(jì)目的，是考量發(fā)射機(jī)泄漏的信號，對相同或相似制式的設(shè)備接收機(jī)的干擾——干擾信號以同頻同帶寬的模式落到接收機(jī)帶內(nèi)，形成對接收機(jī)接收信號的同頻干擾。

在 LTE 中，ACLR 的測試有兩種設(shè)置，EUTRA 和 UTRA，前者是描述 LTE 系統(tǒng)對 LTE 系統(tǒng)的干擾，后者是考慮 LTE 系統(tǒng)對 UMTS 系統(tǒng)的干擾。所以我們可以看到 EUTRAACLR 的測量帶寬是 LTE RB 的占用帶寬，UTRA ACLR 的測量帶寬是 UMTS 信號的占用帶寬（FDD 系統(tǒng) 3.84MHz，TDD 系統(tǒng) 1.28MHz）。換句話說，ACLR/ACPR 描述的是一種“對等的”干擾：發(fā)射信號的泄漏對同樣或者類似的通信系統(tǒng)發(fā)生的干擾。

這一定義是有非常重要的實(shí)際意義的。實(shí)際網(wǎng)絡(luò)中同小區(qū)鄰小區(qū)還有附近小區(qū)經(jīng)常會有信號泄漏過來，所以網(wǎng)規(guī)網(wǎng)優(yōu)的過程實(shí)際上就是容量最大化和干擾最小化的過程，而系統(tǒng)本身的鄰道泄漏對于鄰近小區(qū)就是典型的干擾信號；從系統(tǒng)的另一個(gè)方向來看，擁擠人群中用戶的手機(jī)也可能成為互相的干擾源。

同樣的，在通信系統(tǒng)的演化中，從來是以“平滑過渡”為目標(biāo)，即在現(xiàn)有網(wǎng)絡(luò)上升級改造進(jìn)入下一代網(wǎng)絡(luò)。那么兩代甚至三代系統(tǒng)共存就需要考慮不同系統(tǒng)之間的干擾，LTE 引入 UTRA 即是考慮了 LTE 在與 UMTS 共存的情形下對前代系統(tǒng)的射頻干擾。

5、Modulation Spectrum/Switching Spectrum

而退回到 GSM 系統(tǒng)，Modulation Spectrum（調(diào)制譜）和 Switching Spectrum（切換譜，也有稱為開關(guān)譜的，對舶來品不同翻譯的緣故）也是扮演了鄰道泄漏相似的角色。不同的是它們的測量帶寬并不是 GSM 信號的占用帶寬。從定義上看，可以認(rèn)為調(diào)制譜是衡量同步系統(tǒng)之間的干擾，而切換譜是衡量非同步系統(tǒng)之間的干擾（事實(shí)上如果不對信號做 gating，切換譜一定是會把調(diào)制譜淹沒掉的）。

這就牽涉到另一個(gè)概念：GSM 系統(tǒng)中，各小區(qū)之間是不同步的，雖然它用的是 TDMA；而相比之下，TD-SCDMA 和之后的 TD-LTE，小區(qū)之間是同步的（那個(gè)飛碟形狀或者球頭的 GPS 天線永遠(yuǎn)是 TDD 系統(tǒng)擺脫不了的桎梏）。

因?yàn)樾^(qū)間不同步，所以 A 小區(qū)上升沿／下降沿的功率泄漏可能落到 B 小區(qū)的 payload 部分，所以我們用切換譜來衡量此狀態(tài)下發(fā)射機(jī)對鄰信道的干擾;而在整個(gè) 577us 的 GSM timeslot 里，上升沿／下降沿的占比畢竟很少，多數(shù)時(shí)候兩個(gè)相鄰小區(qū)的 payload 部分會在時(shí)間上交疊，評估這種情況下發(fā)射機(jī)對鄰信道的干擾就可以參考調(diào)制譜。

6、SEM (Spectrum Emission Mask)

講 SEM 的時(shí)候，首先要注意它是一個(gè)“帶內(nèi)指標(biāo)”，與 spurious emission 區(qū)分開來，后者在廣義上是包含了 SEM 的，但是著重看的其實(shí)是發(fā)射機(jī)工作頻段之外的頻譜泄漏，其引入也更多的是從 EMC（電磁兼容）的角度。

SEM 是提供一個(gè)“頻譜模版”，然后在測量發(fā)射機(jī)帶內(nèi)頻譜泄漏的時(shí)候，看有沒有超出模版限值的點(diǎn)?？梢哉f它與 ACLR 有關(guān)系，但是又不相同：ACLR 是考慮泄漏到鄰近信道中的平均功率，所以它以信道帶寬為測量帶寬，它體現(xiàn)的是發(fā)射機(jī)在鄰近信道內(nèi)的“噪聲底”；SEM 反映的是以較小的測量帶寬（往往 100kHz 到 1MHz）捕捉在鄰近頻段內(nèi)的超標(biāo)點(diǎn)，體現(xiàn)的是“以噪聲底為基礎(chǔ)的雜散發(fā)射”。

如果用頻譜儀掃描 SEM，可以看到鄰信道上的雜散點(diǎn)會普遍的高出 ACLR 均值，所以如果 ACLR 指標(biāo)本身沒有余量，SEM 就很容易超標(biāo)。反之 SEM 超標(biāo)并不一定意味著 ACLR 不良，有一種常見的現(xiàn)象就是有 LO 的雜散或者某個(gè)時(shí)鐘與 LO 調(diào)制分量（往往帶寬很窄，類似點(diǎn)頻）串入發(fā)射機(jī)鏈路，這時(shí)候即便 ACLR 很好，SEM 也可能超標(biāo)。

7、EVM（誤差矢量）

首先，EVM 是一個(gè)矢量值，也就是說它有幅度和角度，它衡量的是“實(shí)際信號與理想信號的誤差”，這個(gè)量度可以有效的表達(dá)發(fā)射信號的“質(zhì)量”——實(shí)際信號的點(diǎn)距離理想信號越遠(yuǎn)，誤差就越大，EVM 的模值就越大。

在（一）中我們曾經(jīng)解釋過為什么發(fā)射信號的信噪比不是那么重要，原因有二：第一是發(fā)射信號的 SNR 往往遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于接收機(jī)解調(diào)所需要的 SNR；第二是我們計(jì)算接收靈敏度時(shí)參考的是接收機(jī)最惡劣的情況，即在經(jīng)過大幅度空間衰落之后，發(fā)射機(jī)噪聲早已淹沒在自然噪聲底之下，而有用信號也被衰減到接收機(jī)的解調(diào)門限附近。

但是發(fā)射機(jī)的“固有信噪比”在某些情況下是需要被考慮的，譬如近距離無線通信，典型的如 802.11 系列。

802.11 系列演進(jìn)到 802.11ac 的時(shí)候，已經(jīng)引入了 256QAM 的調(diào)制，對于接收機(jī)而言，即便不考慮空間衰落，光是解調(diào)這樣高階的正交調(diào)制信號就已經(jīng)需要很高的信噪比，EVM 越差，SNR 就越差，解調(diào)難度就越高。

做 802.11 系統(tǒng)的工程師，往往用 EVM 來衡量 Tx 線性度；而做 3GPP 系統(tǒng)的工程師，則喜歡用 ACLR/ACPR/Spectrum 來衡量 Tx 線性性能。

從起源上講，3GPP 是蜂窩通信的演進(jìn)道路，從一開始就不得不關(guān)注鄰信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干擾。換句話說，干擾是影響蜂窩通信速率的第一大障礙，所以 3GPP 在演進(jìn)的過程中，總是以“干擾最小化”為目標(biāo)的：GSM 時(shí)代的跳頻，UMTS 時(shí)代的擴(kuò)頻，LTE 時(shí)代 RB 概念的引入，都是如此。

而 802.11 系統(tǒng)是固定無線接入的演進(jìn)，它是秉承 TCP/IP 協(xié)議精神而來，以“盡最大能力的服務(wù)”為目標(biāo)，802.11 中經(jīng)常會有時(shí)分或者跳頻的手段來實(shí)現(xiàn)多用戶共存，而布網(wǎng)則比較靈活（畢竟以局域網(wǎng)為主），信道寬度也靈活可變?？偟膩碚f它對干擾并不敏感（或者說容忍度比較高）。

通俗的講，就是蜂窩通信的起源是打電話，打不通電話用戶會去電信局砸場子；802.11 的起源是局域網(wǎng)，網(wǎng)絡(luò)不好大概率是先耐著性子等等（其實(shí)這時(shí)候設(shè)備是在作糾錯(cuò)和重傳）。

這就決定了 3GPP 系列必然以 ACLR/ACPR 一類“頻譜再生”性能為指標(biāo)，而 802.11 系列則可以以犧牲速率來適應(yīng)網(wǎng)絡(luò)環(huán)境。

具體說來，“以犧牲速率來適應(yīng)網(wǎng)絡(luò)環(huán)境”，就是指的 802.11 系列中以不同的調(diào)制階數(shù)來應(yīng)對傳播條件：當(dāng)接收機(jī)發(fā)現(xiàn)信號差，就立即通知對面的發(fā)射機(jī)降低調(diào)制階數(shù)，反之亦然。前面提到過，802.11 系統(tǒng)中 SNR 與 EVM 相關(guān)很大，很大程度上 EVM 降低可以提高 SNR。這樣我們就有兩種途徑改善接收性能：一是降低調(diào)制階數(shù)，從而降低解調(diào)門限；二是降低發(fā)射機(jī) EVM，使得信號 SNR 提高。

因?yàn)?EVM 與接收機(jī)解調(diào)效果密切相關(guān)，所以 802.11 系統(tǒng)中以 EVM 來衡量發(fā)射機(jī)性能（類似的，3GPP 定義的蜂窩系統(tǒng)中，ACPR/ACLR 是主要影響網(wǎng)絡(luò)性能的指標(biāo)）；又因?yàn)榘l(fā)射機(jī)對 EVM 的惡化主要因?yàn)榉蔷€性引起（譬如 PA 的 AM-AM 失真），所以 EVM 通常作為衡量發(fā)射機(jī)線性性能的標(biāo)志。

7.1、EVM 與 ACPR/ACLR 的關(guān)系

很難定義 EVM 與 ACPR/ACLR 的定量關(guān)系，從放大器的非線性來看，EVM 與 ACPR/ACLR 應(yīng)該是正相關(guān)的：放大器的 AM-AM、AM-PM 失真會擴(kuò)大 EVM，同時(shí)也是 ACPR/ACLR 的主要來源。

但是 EVM 與 ACPR/ACLR 并不總是正相關(guān)，我們這里可以找到一個(gè)很典型的例子：數(shù)字中頻中常用的 Clipping，即削峰。Clipping 是削減發(fā)射信號的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通過 PA 之后的 ACPR/ACLR；但是 Clipping 同時(shí)會損害 EVM，因?yàn)闊o論是限幅（加窗）還是用濾波器方法，都會對信號波形產(chǎn)生損傷，因而增大 EVM。

7.2、PAR 的源流

PAR（信號峰均比）通常用 CCDF 這樣一個(gè)統(tǒng)計(jì)函數(shù)來表示，其曲線表示的是信號的功率（幅度）值和其對應(yīng)的出現(xiàn)概率。譬如某個(gè)信號的平均功率是 10dBm，它出現(xiàn)超過 15dBm 功率的統(tǒng)計(jì)概率是 0.01%，我們可以認(rèn)為它的 PAR 是 5dB。

PAR 是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)頻譜再生（諸如 ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影響因素。峰值功率會將放大器推入非線性區(qū)從而產(chǎn)生失真，往往峰值功率越高、非線性越強(qiáng)。

在 GSM 時(shí)代，因?yàn)?GMSK 調(diào)制的衡包絡(luò)特性，所以 PAR=0，我們在設(shè)計(jì) GSM 功放的時(shí)候經(jīng)常把它推到 P1dB，以得到最大限度的效率。引入 EDGE 之后，8PSK 調(diào)制不再是衡包絡(luò)，因此我們往往將功放的平均輸出功率推到 P1dB 以下 3dB 左右，因?yàn)?8PSK 信號的 PAR 是 3.21dB。

UMTS 時(shí)代，無論 WCDMA 還是 CDMA，峰均比都比 EDGE 大得多。原因是碼分多址系統(tǒng)中信號的相關(guān)性：當(dāng)多個(gè)碼道的信號在時(shí)域上疊加時(shí)，可能出現(xiàn)相位相同的情況，此時(shí)功率就會呈現(xiàn)峰值。

LTE 的峰均比則是源自 RB 的突發(fā)性。OFDM 調(diào)制是基于將多用戶／多業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)在時(shí)域上和頻域上都分塊的原理，這樣就可能在某一“時(shí)間塊”上出現(xiàn)大功率。LTE 上行發(fā)射用 SC-FDMA，先用 DFT 將時(shí)域信號擴(kuò)展到頻域上，等于“平滑”掉了時(shí)域上的突發(fā)性，從而降低了 PAR。

8、干擾指標(biāo)匯總

這里的“干擾指標(biāo)”，指的是出了接收機(jī)靜態(tài)靈敏度之外，各種施加干擾下的靈敏度測試。實(shí)際上研究這些測試項(xiàng)的由來是很有意思的。

我們常見的干擾指標(biāo)，包括 Blocking，Desense，Channel Selectivity 等。

8.1、Blocking（阻塞）

Blocking 實(shí)際上是一種非常古老的 RF 指標(biāo)，早在雷達(dá)發(fā)明之初就有。其原理是以大信號灌入接收機(jī)（通常最遭殃的是第一級 LNA），使得放大器進(jìn)入非線性區(qū)甚至飽和。此時(shí)一方面放大器的增益驟然變小，另一方面產(chǎn)生極強(qiáng)非線性，因而對有用信號的放大功能就無法正常工作了。

另一種可能的 Blocking 其實(shí)是通過接收機(jī)的 AGC 來完成的：大信號進(jìn)入接收機(jī)鏈路，接收機(jī) AGC 因此產(chǎn)生動作降低增益以確保動態(tài)范圍；但是同時(shí)進(jìn)入接收機(jī)的有用信號電平很低，此時(shí)增益不足，進(jìn)入到解調(diào)器的有用信號幅度不夠。

Blocking 指標(biāo)分為帶內(nèi)和帶外，主要是因?yàn)樯漕l前端一般會有頻帶濾波器，對于帶外 blocking 會有抑制作用。但是無論帶內(nèi)還是帶外，Blocking 信號一般都是點(diǎn)頻，不帶調(diào)制。事實(shí)上完全不帶調(diào)制的點(diǎn)頻信號在現(xiàn)實(shí)世界里并不多見，工程上只是把它簡化成點(diǎn)頻，用以（近似）替代各種窄帶干擾信號。

對于解決 Blocking，主要是 RF 出力，說白了就是把接收機(jī) IIP3 提高，動態(tài)范圍擴(kuò)大。對于帶外 Blocking，濾波器的抑制度也是很重要的。

8.2、AM Suppression

AM Suppression 是 GSM 系統(tǒng)特有的指標(biāo)，從描述上看，干擾信號是與 GSM 信號相似的 TDMA 信號，與有用信號同步且有固定 delay。

這種場景是模擬 GSM 系統(tǒng)中鄰近小區(qū)的信號，從干擾信號的頻偏要求大于 6MHz（GSM 帶寬 200kHz）來看，這是很典型的鄰近小區(qū)信號配置。所以我們可以認(rèn)為 AM Suppression 是一個(gè)反映 GSM 系統(tǒng)實(shí)際工作中接收機(jī)對鄰小區(qū)的干擾容忍度。

8.2、Adjacent (Alternative) Channel Suppression (Selectivity)

這里我們統(tǒng)稱為“鄰信道選擇性”。在蜂窩系統(tǒng)中，我們組網(wǎng)除了要考慮同頻小區(qū)，還要考慮鄰頻小區(qū)，其原因可以在我們之前討論過的發(fā)射機(jī)指標(biāo) ACLR/ACPR/Modulation Spectrum 中可以找到：因?yàn)榘l(fā)射機(jī)的頻譜再生會有很強(qiáng)的信號落到相鄰頻率中（一般來說頻偏越遠(yuǎn)電平越低，所以鄰信道一般是受影響最大的），而且這種頻譜再生事實(shí)上是與發(fā)射信號有相關(guān)性的，即同制式的接收機(jī)很可能把這部分再生頻譜誤認(rèn)為是有用信號而進(jìn)行解調(diào)，所謂鵲巢鳩占。

舉個(gè)例子：如果兩個(gè)相鄰小區(qū) A 和 B 恰好是鄰頻小區(qū)（一般會避免這樣的組網(wǎng)方式，這里只是討論一個(gè)極限場景），當(dāng)一臺注冊到 A 小區(qū)的終端游走到兩個(gè)校區(qū)交界處，但是兩個(gè)小區(qū)的信號強(qiáng)度還沒有到切換門限，因此終端依然保持 A 小區(qū)連接；B 小區(qū)基站發(fā)射機(jī)的 ACPR 較高，因此終端的接收頻帶內(nèi)有較高的 B 小區(qū) ACPR 分量，與 A 小區(qū)的有用信號在頻率上重疊；因?yàn)榇藭r(shí)終端距離 A 小區(qū)基站較遠(yuǎn)，因此接收到的 A 小區(qū)有用信號強(qiáng)度也很低，此時(shí) B 小區(qū) ACPR 分量進(jìn)入到終端接收機(jī)時(shí)就可以對原有用信號造成同頻干擾。

如果我們注意看鄰道選擇性的頻偏定義，會發(fā)現(xiàn)有 Adjacent 和 Alternative 的區(qū)別，對應(yīng) ACLR/ACPR 的第一鄰道、第二鄰道，可見通信協(xié)議中“發(fā)射機(jī)頻譜泄漏（再生）”與“接收機(jī)鄰道選擇性”實(shí)際上是成對定義的。

8.3、Co-Channel Suppression (Selectivity)

這種描述的是絕對的同頻干擾，一般是指兩個(gè)同頻小區(qū)之間的干擾模式。

按照之前我們描述的組網(wǎng)原則，兩個(gè)同頻小區(qū)的距離應(yīng)該盡量遠(yuǎn)，但是即便再遠(yuǎn)，也會有信號彼此泄漏，只是強(qiáng)度高低的區(qū)別。對于終端而言，兩個(gè)校區(qū)的信號都可以認(rèn)為是“正確的有用信號”（當(dāng)然協(xié)議層上有一組接入規(guī)范來防范這種誤接入），衡量終端的接收機(jī)能否避免“西風(fēng)壓倒東風(fēng)”，就看它的同頻選擇性。

8.4 總結(jié)

Blocking 是“大信號干擾小信號”，RF 尚有周旋余地；而以上的 AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)這些指標(biāo)，是“小信號干擾大信號”，純 RF 的工作意義不大，還是靠物理層算法為主。

Single-tone Desense 是 CDMA 系統(tǒng)獨(dú)有的指標(biāo)，它有個(gè)特點(diǎn)：作為干擾信號的 single-tone 是帶內(nèi)信號，而且距離有用信號很近。這樣就有可能產(chǎn)生兩種信號落到接收頻域內(nèi)：第一種是由于 LO 的近端相噪，LO 與有用信號混頻形成的基帶信號、和 LO 相噪與干擾信號混頻形成的信號，都會落到接收機(jī)基帶濾波器的范圍之內(nèi)，前者是有用的信號而后者是干擾；第二種是由于接收機(jī)系統(tǒng)中的非線性，有用信號（有一定帶寬，譬如 1.2288MHz 的 CDMA 信號）可能與干擾信號在非線性器件上產(chǎn)生交調(diào)，而交調(diào)產(chǎn)物有可能同樣落在接收頻域之內(nèi)成為干擾。

Single-tone desense 的起源是北美在發(fā)起 CDMA 系統(tǒng)時(shí)，與原有的模擬通信系統(tǒng) AMPS 采用了同一頻段，兩張網(wǎng)長期共存，作為后來者的 CDMA 系統(tǒng)必須考慮 AMPS 系統(tǒng)對自身的干擾。

到這里我想起當(dāng)年被稱為“通則不動，動則不通”的小靈通，因?yàn)殚L期占用 1900～1920MHz 頻率，所以天朝 TD-SCDMA/TD-LTE B39 的實(shí)施一直是在 B39 的低段 1880～1900MHz，直到小靈通退網(wǎng)為止。

教科書上對 Blocking 的解釋比較簡單：大信號進(jìn)入接收機(jī)放大器使得放大器進(jìn)入非線性區(qū)，實(shí)際增益變?。▽τ杏眯盘柕模?。

但是這樣很難解釋兩種場景：

場景一：前級 LNA 線性增益 18dB，當(dāng)大信號灌入使其達(dá)到 P1dB 的時(shí)候，增益是 17dB；如果沒有引入其他影響（默認(rèn) LNA 的 NF 等都沒有發(fā)生變化），那么對整個(gè)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)影響其實(shí)非常有限，無非是后級 NF 在計(jì)入到總 NF 時(shí)分母變小了一點(diǎn)，對整個(gè)系統(tǒng)的靈敏度影響不大。

場景二：前級 LNA 的 IIP3 很高因此沒有受影響，受影響的是第二級 gain block（干擾信號使其達(dá)到 P1dB 附近），在這種情況下整個(gè)系統(tǒng) NF 的影響就更小了。

我在這里拋磚引玉，提出一個(gè)觀點(diǎn)：Blocking 的影響可能分兩部分，一部分是教科書上所講的 Gain 受到壓縮，另一部分實(shí)際上是放大器進(jìn)入非線性區(qū)之后，有用信號在這個(gè)區(qū)域里發(fā)生了失真。這種失真可能包括兩部分，一部分是純粹的放大器非線性造成有用信號的頻譜再生（諧波分量），另一部分是大信號調(diào)制小信號的 Cross Modulation。（可以理解）

由此我們還提出另一個(gè)設(shè)想：如果我們要簡化 Blocking 測試（3GPP 要求是掃頻，非常費(fèi)時(shí)間），也許可以選取某些頻點(diǎn)，這些頻點(diǎn)出現(xiàn) Blocking 信號時(shí)對有用信號的失真影響最大。

從直觀上看，這些頻點(diǎn)可能有：f0/N 和 f0*N（f0 是有用信號頻率，N 是自然數(shù)）。前者是因?yàn)榇笮盘栐诜蔷€性區(qū)自身產(chǎn)生的 N 次諧波分量正好疊加在有用信號頻率 f0 上形成直接干擾，后者是疊加在有用信號 f0 的 N 次諧波上進(jìn)而影響到輸出信號 f0 的時(shí)域波形——解釋一下：根據(jù)帕塞瓦爾定律，時(shí)域信號的波形實(shí)際上是頻域基頻信號與各次諧波的總和，當(dāng)頻域上 N 次諧波的功率發(fā)生變化時(shí)，時(shí)域上對應(yīng)的變化就是時(shí)域信號的包絡(luò)變化（發(fā)生了失真）。

9、動態(tài)范圍，溫度補(bǔ)償與功率控制

動態(tài)范圍，溫度補(bǔ)償和功率控制很多情況下是“看不到”的指標(biāo)，只有在進(jìn)行某些極限測試的時(shí)候才會表現(xiàn)出它們的影響，但是本身它們卻體現(xiàn)著 RF 設(shè)計(jì)中最精巧的部分。

9.1、發(fā)射機(jī)動態(tài)范圍

發(fā)射機(jī)動態(tài)范圍表征的是發(fā)射機(jī)“不損害其他發(fā)射指標(biāo)前提下”的最大發(fā)射功率和最小發(fā)射功率。

“不損害其他發(fā)射指標(biāo)”顯得很寬泛，如果看主要影響，可以理解為：最大發(fā)射功率下不損害發(fā)射機(jī)線性度，最小發(fā)射功率下保持輸出信號信噪比。

最大發(fā)射功率下，發(fā)射機(jī)輸出往往逼近各級有源器件（尤其末級放大器）的非線性區(qū)，由此經(jīng)常發(fā)生的非線性表現(xiàn)有頻譜泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），調(diào)制誤差（PhaseError/EVM）。此時(shí)最遭殃的基本上都是發(fā)射機(jī)線性度，這一部分應(yīng)該比較好理解。

最小發(fā)射功率下，發(fā)射機(jī)輸出的有用信號則是逼近發(fā)射機(jī)噪聲底，甚至有被“淹沒”在發(fā)射機(jī)噪聲中的危險(xiǎn)。此時(shí)需要保障的是輸出信號的信噪比（SNR），換句話說就是在最小發(fā)射功率下的發(fā)射機(jī)噪聲底越低越好。

在實(shí)驗(yàn)室曾經(jīng)發(fā)生過一件事情：有工程師在測試 ACLR 的時(shí)候，發(fā)現(xiàn)功率降低 ACLR 反而更差（正常理解是 ACLR 應(yīng)該隨著輸出功率降低而改善），當(dāng)時(shí)第一反應(yīng)是儀表出問題了，但是換一臺儀表測試結(jié)果依然如此。我們給出的指導(dǎo)意見是測試低輸出功率下的 EVM，發(fā)現(xiàn) EVM 性能很差；我們判斷可能是 RF 鏈路入口處的噪聲底就很高，對應(yīng)的 SNR 顯然很差，ACLR 的主要成分已經(jīng)不是放大器的頻譜再生、而是通過放大器鏈路被放大的基帶噪聲。

9.2、接收機(jī)動態(tài)范圍

接收機(jī)動態(tài)范圍其實(shí)與之前我們講過的兩個(gè)指標(biāo)有關(guān)，第一個(gè)是參考靈敏度，第二個(gè)是接收機(jī) IIP3（在講干擾指標(biāo)的時(shí)候多次提到）。

參考靈敏度實(shí)際上表征的就是接收機(jī)能夠識別的最小信號強(qiáng)度，這里不再贅述。我們主要談一下接收機(jī)的最大接收電平。

最大接收電平是指接收機(jī)在不發(fā)生失真情況下能夠接收的最大信號。這種失真可能發(fā)生在接收機(jī)的任何一級，從前級 LNA 到接收機(jī) ADC。對于前級 LNA，我們唯一可做的就是盡量提高 IIP3，使其可以承受更高的輸入功率；對于后面逐級器件，接收機(jī)則采用了 AGC（自動增益控制）來確保有用信號落在器件的輸入動態(tài)范圍之內(nèi)。簡單的說就是有一個(gè)負(fù)反饋環(huán)路：檢測接收信號強(qiáng)度（過低／過高）－調(diào)整放大器增益（調(diào)高／調(diào)低）－放大器輸出信號確保落在下一級器件的輸入動態(tài)范圍之內(nèi)。

這里我們講一個(gè)例外：多數(shù)手機(jī)接收機(jī)的前級 LNA 本身就帶有 AGC 功能，如果你仔細(xì)研究它們的 datasheet，會發(fā)現(xiàn)前級 LNA 會提供幾個(gè)可變增益段，每個(gè)增益段有其對應(yīng)的噪聲系數(shù)，一般來講增益越高、噪聲系數(shù)越低。這是一種簡化的設(shè)計(jì)，其設(shè)計(jì)思想在于：接收機(jī) RF 鏈路的目標(biāo)是將輸入到接收機(jī) ADC 的有用信號保持在動態(tài)范圍之內(nèi)，且保持 SNR 高于解調(diào)門限（并不苛求 SNR 越高越好，而是“夠用就行”，這是一種很聰明的做法）。因此當(dāng)輸入信號很大時(shí)，前級 LNA 降低增益、損失 NF、同時(shí)提高 IIP3；當(dāng)輸入信號小時(shí)，前級 LNA 提高增益、減小 NF、同時(shí)降低 IIP3。

9.3、溫度補(bǔ)償

一般來講，我們只在發(fā)射機(jī)作溫度補(bǔ)償。

當(dāng)然，接收機(jī)性能也是受到溫度影響的：高溫下接收機(jī)鏈路增益降低，NF 增高；低溫下接收機(jī)鏈路增益提高，NF 降低。但是由于接收機(jī)的小信號特性，無論增益還是 NF 的影響都在系統(tǒng)冗余范圍之內(nèi)。

對于發(fā)射機(jī)溫度補(bǔ)償，也可以細(xì)分為兩部分：一部分是對發(fā)射信號功率準(zhǔn)確度的補(bǔ)償，另一部分是對發(fā)射機(jī)增益隨溫度變化進(jìn)行補(bǔ)償。

現(xiàn)代通信系統(tǒng)發(fā)射機(jī)一般都進(jìn)行閉環(huán)功控（除了略為“古老”的 GSM 系統(tǒng)和 Bluetooth 系統(tǒng)），因此經(jīng)過生產(chǎn)程序校準(zhǔn)的發(fā)射機(jī)，其功率準(zhǔn)確度事實(shí)上取決于功控環(huán)路的準(zhǔn)確度。一般來講功控環(huán)路是小信號環(huán)路，且溫度穩(wěn)定性很高，所以對其進(jìn)行溫度補(bǔ)償?shù)男枨蟛⒉桓?，除非功控環(huán)路上有溫度敏感器件（譬如放大器）。

對發(fā)射機(jī)增益進(jìn)行溫度補(bǔ)償則更加常見。這種溫度補(bǔ)償常見的有兩種目的：一種是“看得見的”，通常對沒有閉環(huán)功控的系統(tǒng)（如前述 GSM 和 Bluetooth），這類系統(tǒng)通常對輸出功率精確度要求不高，所以系統(tǒng)可以應(yīng)用溫度補(bǔ)償曲線（函數(shù)）來使 RF 鏈路增益保持在一個(gè)區(qū)間之內(nèi)，這樣當(dāng)基帶 IQ 功率固定而溫度發(fā)生變化時(shí)，系統(tǒng)輸出的 RF 功率也能保持在一定范圍之內(nèi)；另一種是“看不見的”，通常是在有閉環(huán)功控的系統(tǒng)中，雖然天線口的 RF 輸出功率是由閉環(huán)功控精確控制的，但是我們需要保持 DAC 輸出信號在一定范圍內(nèi)（最常見的例子是基站發(fā)射系統(tǒng)數(shù)字預(yù)失真（DPD）的需要），那么我們就需要將整個(gè) RF 鏈路的增益比較精確的控制在某個(gè)值左右——溫補(bǔ)的目的就在于此。

發(fā)射機(jī)溫補(bǔ)的手段一般有可變衰減器或者可變放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求較低的情況下，溫補(bǔ)衰減器比較常見；對精度要求更高的情形下，解決方案一般是：溫度傳感器＋數(shù)控衰減器／放大器＋生產(chǎn)校準(zhǔn)。

9.4 發(fā)射機(jī)功率控制

講完動態(tài)范圍和溫度補(bǔ)償，我們來講一個(gè)相關(guān)的、而且非常重要的概念：功率控制。

發(fā)射機(jī)功控是大多數(shù)通信系統(tǒng)中必需的功能，在 3GPP 中常見的諸如 ILPC、OLPC、CLPC，在 RF 設(shè)計(jì)中都是必需被測試、經(jīng)常出問題、原因很復(fù)雜的。我們首先來講發(fā)射機(jī)功控的意義。

所有的發(fā)射機(jī)功控目的都包含兩點(diǎn)：功耗控制和干擾抑制。

我們首先說功耗控制：在移動通信中，鑒于兩端距離變化以及干擾電平高低不同，對發(fā)射機(jī)而言，只需要保持“足夠讓對方接收機(jī)準(zhǔn)確解調(diào)”的信號強(qiáng)度即可；過低則通信質(zhì)量受損，過高則空耗功率毫無意義。對于手機(jī)這樣以電池供電的終端更是如此，每一毫安電流都需錙銖必量。

干擾抑制則是更加高級的需求。在 CDMA 類系統(tǒng)中，由于不同用戶共享同一載頻（而以正交用戶碼得以區(qū)分），因此在到達(dá)接收機(jī)的信號中，任何一個(gè)用戶的信號對于其他用戶而言，都是覆蓋在同一頻率上的干擾，若各個(gè)用戶信號功率有高有高低，那么高功率用戶就會淹沒掉低功率用戶的信號；因此 CDMA 系統(tǒng)采取功率控制的方式，對于到達(dá)接收機(jī)的不同用戶的功率（我們稱之為空中接口功率，簡稱空口功率），發(fā)出功控指令給每個(gè)終端，最終使得每個(gè)用戶的空口功率一樣。這種功控有兩個(gè)特點(diǎn)：第一是功控精度非常高（干擾容限很低），第二是功控周期非常短（信道變化可能很快）。

在 LTE 系統(tǒng)中，上行功控也有干擾抑制的作用。因?yàn)?LTE 上行是 SC-FDMA，多用戶也是共享載頻，彼此間也互為干擾，所以空口功率一致同樣也是必需的。

GSM 系統(tǒng)也是有功控的，GSM 中我們用“功率等級”來表征功控步長，每個(gè)等級 1dB，可見 GSM 功率控制是相對粗糙的。

干擾受限系統(tǒng)

這里提一個(gè)相關(guān)的概念：干擾受限系統(tǒng)。CDMA 系統(tǒng)是一個(gè)典型的干擾受限系統(tǒng)。從理論上講，如果每個(gè)用戶碼都完全正交、可以通過交織、解交織完全區(qū)分開來，那么實(shí)際上 CDMA 系統(tǒng)的容量可以是無限的，因?yàn)樗耆梢栽谟邢薜念l率資源上用一層層擴(kuò)展的用戶碼區(qū)分無窮多的用戶。但是實(shí)際上由于用戶碼不可能完全正交，因此在多用戶信號解調(diào)時(shí)不可避免的引入噪聲，用戶越多噪聲越高，直到噪聲超過解調(diào)門限。

換而言之，CDMA 系統(tǒng)的容量受限于干擾（噪聲）。

GSM 系統(tǒng)不是一個(gè)干擾受限系統(tǒng)，它是一個(gè)時(shí)域和頻域受限的系統(tǒng)，它的容量受限于頻率（200kHz 一個(gè)載頻）和時(shí)域資源（每個(gè)載頻上可共享 8 個(gè) TDMA 用戶）。所以 GSM 系統(tǒng)的功控要求不高（步長較粗糙，周期較長）。

9.5 發(fā)射機(jī)功率控制與發(fā)射機(jī) RF 指標(biāo)

講完發(fā)射機(jī)功控，我們進(jìn)而討論一下在 RF 設(shè)計(jì)中可能影響發(fā)射機(jī)功控的因素（相信很多同行都遇到過閉環(huán)功控測試不過的郁悶場景）。

對于 RF 而言，如果功率檢測（反饋）環(huán)路設(shè)計(jì)無誤，那么我們對發(fā)射機(jī)閉環(huán)功控能做的事情并不多（絕大多數(shù)工作都是由物理層協(xié)議算法完成的），最主要的就是發(fā)射機(jī)帶內(nèi)平坦度。

因?yàn)榘l(fā)射機(jī)校準(zhǔn)事實(shí)上只會在有限的幾個(gè)頻點(diǎn)上進(jìn)行，尤其在生產(chǎn)測試中，做的頻點(diǎn)越少越好。但是實(shí)際工作場景中，發(fā)射機(jī)是完全可能在頻段內(nèi)任一載波工作的。在典型的生產(chǎn)校準(zhǔn)中，我們會對發(fā)射機(jī)的高中低頻點(diǎn)進(jìn)行校準(zhǔn)，意味著高中低頻點(diǎn)的發(fā)射功率是準(zhǔn)確的，所以閉環(huán)功控在進(jìn)行過校準(zhǔn)的頻點(diǎn)上也是無誤的。然而，如果發(fā)射機(jī)發(fā)射功率在整個(gè)頻段內(nèi)不平坦，某些頻點(diǎn)的發(fā)射功率與校準(zhǔn)頻點(diǎn)偏差較大，因此以校準(zhǔn)頻點(diǎn)為參考的閉環(huán)功控在這些頻點(diǎn)上也會發(fā)生較大誤差乃至出錯(cuò)。

審核編輯 黃昊宇