管理手機中的噪音

介紹影響噪聲性能的蜂窩電話聽筒問題。電源布局改進可減少噪聲問題。線性穩(wěn)壓器用于降低低頻時的噪聲。功率放大器偏置將噪聲調制到RF輸出端。解釋了低壓差穩(wěn)壓器輸出噪聲。

為了最好地處理手機噪聲問題，您應該了解手機的噪聲耦合機制、噪聲敏感電路節(jié)點和噪聲產(chǎn)生電路。

圖1.開關模式和線性穩(wěn)壓器可干凈高效地分配電源。

現(xiàn)代手持式蜂窩無線電收發(fā)器幾乎不可能完成的任務是在眾多不需要的信號中選擇和解調所需信號。對于典型的蜂窩無線電，所需的信號幅度可能僅為0.35 μV，比附近無用信號的幅度低100dB以上。為了將該信號放大到適合解調的水平，蜂窩無線電通常包含增益超過80dB的中頻（IF）部分。

為了滿足所需的誤碼率（BER），必須了解和管理系統(tǒng)的電氣噪聲。屏蔽和過濾是有效的，但這些措施給消費者手機帶來了額外的重量、尺寸、熱量和成本，同時縮短了電池壽命。作為一種更好的方法，您可以從一開始就設計系統(tǒng)，以便已知的噪聲頻譜不會干擾無線電的性能。管理蜂窩手機中的噪聲需要了解：

噪聲傳播機制

噪聲靈敏度最高的點

噪聲產(chǎn)生電路

蜂窩電話聽筒

數(shù)字蜂窩電話由射頻、數(shù)字和模擬電路組成，是封裝、人機界面和節(jié)能考慮的奇跡。RF部分由濾波器、低噪聲放大器、混頻器、功率放大器（PA）和頻率合成器組成?；旌夏Ｊ?a target="_blank">ASIC連接到來自發(fā)送和接收部分的IF信號。

混合模式ASIC與包含數(shù)字信號處理器（DSP）和系統(tǒng)控制處理器的數(shù)字ASIC協(xié)同工作，通常包含用于調制和解調IF信號的數(shù)據(jù)轉換器。系統(tǒng)控制處理器通常管理對手機操作至關重要的人機界面和智能電源管理任務。

配電子系統(tǒng)管理電池組（在本例中為單個鋰離子[Li+]電池），并將工作電壓和電流分配給整個手機。Li+電池具有強制性保護電路，可防止電流或電壓過高造成的災難性損壞。手機還可以包括開關模式電源（SMPS），將電池電壓升壓到適合功率放大器的水平。

新型低壓ASIC可以從小型降壓SMPS接收電源，其余RF和模擬電路可由線性低壓差穩(wěn)壓器供電。各種調節(jié)器在處理器控制下關閉和打開，將手機置于特定無線系統(tǒng)（例如GSM或IS-95）所需的各種操作模式。再加上對電池中剩余電量的準確了解，這種電源管理技術可實現(xiàn)盡可能長的電池壽命。

噪聲傳播機制

傳導和輻射是噪聲從噪聲發(fā)生器傳播到噪聲接收器的兩種方法。導通模式通過導線、印刷電路走線或平面、金屬機箱或電容器等電氣元件引導噪聲。輻射通過空氣或通過電介質（例如FR4電路板材料）傳遞噪聲能量。傳導噪聲可以用傳統(tǒng)的電路技術濾除;輻射噪聲通常通過屏蔽最小化。

系統(tǒng)中的傳導噪聲在找到有效的“天線”后通常會變成輻射噪聲。眾所周知，傳導噪聲存在于特定的導體上，使您能夠僅在需要時應用濾波，但輻射噪聲往往會滲透到系統(tǒng)中并無處不在。雖然系統(tǒng)通常通過額外的屏蔽、導電涂層和墊圈來控制輻射噪聲，但如果通過適當?shù)腜C布局和濾波將噪聲限制在導電模式內(nèi)，則這些措施是不必要的。因此，最好的方案是將噪聲保持在傳導模式，不讓它輻射。

圖2.對于 IS136 和 GSM 等突發(fā)系統(tǒng)，儲能電容器和升壓轉換器可將電池上的大瞬變降至最低。

功率放大器

PA通過從電源吸收大電流來產(chǎn)生噪聲。一個3.6V、效率為50%的PA，其信號在到達天線之前面臨3dB的損耗，可以從單個Li+電池吸收600mA至800mA電流。這種大電源電流流過Li+連接器、PCB走線和接地回路中的電阻，從而在整個手機的電源線上產(chǎn)生更大的噪聲。

對于使用 GSM 和 IS-136 TDMA 標準規(guī)定的突發(fā)傳輸模式的系統(tǒng)，問題更加復雜。通過僅在短時間間隔內(nèi)打開PA，突發(fā)模式會對電源和配電子系統(tǒng)施加嚴重的瞬變。

為突發(fā)模式系統(tǒng)中使用的PA供電的一種常用方法是提高電源電壓，從而降低峰值電流，最大限度地降低噪聲，并允許使用更常見且成本更低的PA技術。盡管如此，由于需要提供峰值電流，仍會導致升壓轉換器被過度指定。更好的解決方案是將升壓的能量存儲在大電容器上。然后，升壓轉換器只需在發(fā)射器突發(fā)之間補充電容上的電荷。典型的發(fā)射器占空比約為12%。

PA功率問題似乎已經(jīng)解決，但仍然存在典型DC-DC轉換器的行為：當它檢測到電容電壓下降時，它會嘗試盡快補充電荷，從Li+電池吸取電流浪涌，從而帶回噪聲問題。針對此問題的獨特解決方案（使用大電容器為GSM/TDMA發(fā)射器供電）被集成在為此目的設計的某些芯片中。

MAX1687和MAX1688為升壓電源轉換器，可通過電池峰值電流限制或自適應限流算法為儲能電容充電，均由用戶設置。因此，電容器和電源轉換器協(xié)同工作，以保持高效的功率轉換，同時最大限度地減少流向PA的大電流浪涌可能造成的系統(tǒng)中斷。為了進一步控制噪聲，這些芯片允許在發(fā)射突發(fā)期間禁用其內(nèi)部SMPS。

PA 偏見

功率放大器對偏置電壓變化也很敏感。GaAs-FET PA上的偏置電壓控制偏置電流，偏置電流設置PA的增益和輸出阻抗。因此，偏置引腳是一個幅度調制輸入。砷化鎵PA上出現(xiàn)的噪聲在RF輸出端顯示為包絡變化，將低頻噪聲信號轉換為RF，RF將通過系統(tǒng)并與所需信號一起從天線輻射。

GaAs PA使用耗盡模式MOSFET，當從源極到漏極施加電壓時，該MOSFET傳導最大漏極電流，而沒有柵極偏置。為了控制漏極電流，柵極電位必須為負（低于地電位）。一種方法是使用反相電荷泵（如MAX871）產(chǎn)生負柵極偏置，但產(chǎn)生的偏置未經(jīng)穩(wěn)壓，并且包含來自電荷泵工作的強開關噪聲。

圖3.MAX881R的互鎖功能可保護砷化鎵PA免受破壞。

您可以使用無源濾波組件將這種噪聲降至最低，但它們的尺寸可能令人望而卻步。此外，未穩(wěn)壓輸出會改變PA的增益和輸出阻抗，以至于輸出阻抗匹配網(wǎng)絡迫使系統(tǒng)低效運行并浪費功率。為了產(chǎn)生穩(wěn)定、安靜且定義明確的偏置電壓，通常的做法是，在電荷泵之后使用反相基準電壓源的運算放大器。雖然靈活，但這種方法不會產(chǎn)生物理上最小的電路。

用于產(chǎn)生PA偏置的最小電路是MAX881，它集成了反相電荷泵和負穩(wěn)壓器，采用微型10引腳μMAX封裝。砷化鎵PA的所有常見偏置問題都在這款小型低功耗IC中得到解決。在正常工作條件下，其輸出噪聲和紋波（~1mVQ-1）足夠低，可以防止在PA的RF輸出端出現(xiàn)不需要的噪聲邊帶。MAX881還可檢測負偏置電壓的存在，表明當施加PA的主電源電壓時，漏極電流將得到控制。結果是一個安全聯(lián)鎖，可防止PA意外損壞。

鎖相環(huán)頻率合成器

在許多手機中，第一個本振（LO）由鎖相環(huán)（PLL）頻率合成器產(chǎn)生。對于 AMPS 手機，壓控振蕩器 （VCO） 必須在 30MHz 附近的 ±12.5MHz 范圍內(nèi)調諧 880kHz 步進。 （實際 VCO 產(chǎn)生的頻率被第一個 IF 偏移。如果假設PLL電路工作在3V，則整個25MHz調諧范圍應由2V調諧電壓（控制電壓）覆蓋。兩伏電壓提供了一個裕量，可確保PLL不會因瞬態(tài)或溫度漂移而飽和。

VCO 增益為 25MHz/2V 或 12.5MHz/V。如此高的增益使得VCO對控制線上出現(xiàn)的小噪聲電壓非常敏感。如果鑒相器和VCO在高增益PLL中相距甚遠，它通常會拾取輻射噪聲，需要屏蔽電纜來保留VCO的噪聲頻譜。通過其他路徑進入的許多干擾也會調制PLL中的VCO：

電源噪聲，注入包含鑒相器的PLL芯片中。

注入VCO的電源噪聲。

傳遞到有源積分器或環(huán)路濾波器輸出端的電源噪聲（檢查運算放大器的PSRR以估計此影響）。

晶體振蕩器（TCXO/VCTCXO）上的噪聲。超高Q值電路中的振蕩器信號應該是干凈且無噪聲的，但過多的電源噪聲會提高振蕩器的本底噪聲。由于PLL將環(huán)路帶寬內(nèi)的噪聲乘以PLL分頻比（AMPS手機為~30，000），因此頻率合成器對TCXO的噪聲非常敏感。

VCO輸出負載阻抗變化引起的噪聲，該阻抗反射回VCO并拉動其工作頻率。

圖4.通過在基準電壓源上增加一個旁路電容（CB），可以降低LDO穩(wěn)壓器的輸出噪聲。

對于環(huán)路帶寬將噪聲頻譜調整為介于直流和500kHz之間的系統(tǒng)，第1項至第4項可以通過無源濾波得到改善。頻率合成器應由獨立的低壓差（LDO）線性穩(wěn)壓器供電，以避免從電源傳導的噪聲。然而，對于現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)，電源調制引起的殘余相位噪聲太大。LDO穩(wěn)壓器為頻率合成器提供干凈且穩(wěn)定的電源電壓，但也會產(chǎn)生噪聲。

寬帶噪聲源

LDO穩(wěn)壓器（由基準電壓源、誤差放大器和串聯(lián)調整管組成的閉環(huán)系統(tǒng)）由于其執(zhí)行的功能而可以成為寬帶噪聲源?；鶞孰妷涸纯赡芫哂泻艽蟮脑肼暢煞?，誤差放大器也是如此。將該噪聲與系統(tǒng)增益電平（在2Hz至3MHz帶寬內(nèi)典型值為10倍至1倍）相結合，使MAX8863 LDO的輸出噪聲電平為350μV有效值.您可以在基準電壓源放大基準噪聲之前降低此噪聲低通濾波器。

低噪聲LDO穩(wěn)壓器（MAX8877）將基準電壓引入封裝引腳，通過在封裝引腳增加一個電容，將噪聲旁路至地。例如，一個 0.01μF 電容器可將輸出噪聲降至 30μV有效值在 10Hz 至 100kHz 帶寬上。這種改進可以將900MHz時的PLL噪聲降低10dB至20dB。

LDO 還用于將手機的各個部分彼此隔離。在LDO帶寬內(nèi)，MAX8877抑制10kHz×60dB的電源噪聲。就PCB面積而言，這種抑制是劃算的（IC采用SOT23封裝）。在低頻下提供相同濾波器作用的無源元件將是大而巨大的。因此，低噪聲LDO非常適合用于現(xiàn)代數(shù)字手機，其市場不斷要求更小的尺寸和成本。

提高效率

開關模式電源在現(xiàn)代移動電話中占有一席之地，最新的SMPS IC具有小尺寸、高效率、低壓差、小型外部元件和噪聲控制特性。例如，MAX1692是一款降壓型電源轉換器，采用脈寬調制（PWM）和同步整流，獲得90%的效率和低噪聲、可預測的噪聲頻譜。該器件采用單節(jié)Li+電池工作，產(chǎn)生3V至4.2V電壓，可產(chǎn)生低至1.25V的電源電壓，用于為現(xiàn)代手機中使用的大型ASIC供電。

為了控制來自高增益RF部分（如IF部分）發(fā)出的干擾，MAX1692可以與外部晶體控制時鐘同步（頻率在500kHz至1MHz之間），如TCXO產(chǎn)生的時鐘。高頻操作對于使用小型外部元件和噪聲頻譜規(guī)劃至關重要。

圖5.兩個電流環(huán)路在降壓SMPS中產(chǎn)生噪聲。

開關模式電源產(chǎn)生噪聲頻譜，其中最低頻率是開關模式電源的基波開關頻率。諧波之間的間距等于這個基波，但頻譜的其他方面很難預測。諧波之間的噪聲功率分布是波形（相對于時間）、電流電平、電感值、電容器值和PCB布局的函數(shù)。

開關噪聲可以在輸入、輸出和接地線上傳導，也可以由PCB走線輻射。應始終將SMPS傳導的紋波和噪聲降至最低，即使添加濾波器網(wǎng)絡以減少傳導噪聲實際上會增加輻射噪聲。這種噪聲從布局中輻射出來，然后在整個系統(tǒng)中有效地傳播，似乎來自任何地方。

為了最好地處理手機噪聲問題，您應該了解手機的噪聲耦合機制、噪聲敏感電路節(jié)點和噪聲產(chǎn)生電路。升壓功率轉換器和大電容可將GSM/TDMA系統(tǒng)中PA瞬變產(chǎn)生的傳導噪聲降至最低。SMPS的輻射噪聲在很大程度上取決于PC布局，新穎的原理圖可以指導布局，實現(xiàn)首次成功。小型線性穩(wěn)壓器提供有源噪聲濾波，通過基準旁路，可以產(chǎn)生頻率合成器所需的極低噪聲水平。最后，將IF放置在電源噪聲諧波之間的安靜區(qū)可以消除破壞現(xiàn)代數(shù)字手機誤碼率的信號污染。

不要被誤導

典型降壓開關模式電源的原理圖有助于很好地理解電路工作原理。不幸的是，它還指導 PC 板布局人員為 PC 板制作有缺陷的平面圖。請考慮下面的 SMPS 操作。

圖6.改進的SMPS原理圖有助于改善布局并降低噪聲。

當電源開關元件（S1）閉合時，電流從C1流經(jīng)S1流向電感（L1）并進入C2，通過接地路徑返回C1（-）端子。當S1斷開時，Vx變?yōu)榈碗娖?，直?a target="_blank">二極管（D1）導通。環(huán)流的路徑現(xiàn)在是D1到L1到C2，然后再回到D1。輻射噪聲功率由電流和環(huán)路的輻射電阻控制：

PαI2（A2 / λ4),

其中P為輻射噪聲功率，A為電流環(huán)路面積，I為電流，λ為波長。在任何給定波長（頻率）下，輻射噪聲功率由環(huán)路面積與環(huán)流的乘積的平方增加。因此，使用標準SMPS原理圖通常提供PCB布局，其環(huán)路面積會產(chǎn)生高水平的傳導和輻射噪聲。結果是浪費時間迭代 PC 板布局以試圖控制這種噪音。

為了首次成功，請嘗試重新繪制原理圖，強調 C1、D1 和 C2 接地連接需要物理接近。這樣的布局從一開始就實現(xiàn)了低噪音運行。假設您有一個干凈且優(yōu)化的 PC 板布局，您應該檢查工作頻率以確定其與無線電接收器的 IF 和 IF 帶寬的關系。如果中頻帶寬小于SMPS工作頻率，則應將中頻置于SMPS諧波之間的“安靜區(qū)”。一旦完成，即使系統(tǒng)中存在噪聲，SMPS噪聲也不會污染高增益IF部分，因為IF通帶將沒有能量成分。為了進行適當?shù)倪x擇和權衡，應在無線電的頻率規(guī)劃階段早期考慮這些噪聲規(guī)劃步驟。

審核編輯：郭婷