本文介紹了碳化硅(SiC)器件在高頻LLC諧振DC/DC轉(zhuǎn)換器中的應(yīng)用,該轉(zhuǎn)換器可用于總線轉(zhuǎn)換器、電動汽車充電器、服務(wù)器電源和儲能。在高開關(guān)頻率下,LLC變壓器的漏感可用作諧振電感,在50kHz和30.500kW/6V輸出時,體積和重量減少6%,磁性元件的功率損耗降低400%。實驗結(jié)果表明,SiC功率器件比硅基功率器件具有卓越的性能,在98 V/5 A輸出的轉(zhuǎn)換器中,500 kHz時的峰值轉(zhuǎn)換器效率接近400.16%。
介紹
高效率和高功率密度一直是開關(guān)模式電源的持續(xù)需求[1]。寬帶隙(WBG)功率器件(如碳化硅(SiC)器件)的技術(shù)開發(fā)和應(yīng)用使其成為各種應(yīng)用中傳統(tǒng)硅(Si)器件的有前途的替代品。由于其優(yōu)異的開關(guān)速度和低開關(guān)損耗以及導(dǎo)通電阻(RDS_ON)的低溫依賴性,可以實現(xiàn)更高的效率、更高的功率密度以及更高的魯棒性和可靠性[2-5]。這項工作將展示SiC MOSFET在6.6 kW DC/DC轉(zhuǎn)換器中在500 kHz至1.5 MHz下的性能。高頻操作的主要優(yōu)點是變壓器和EMI濾波器更小,變壓器中集成了諧振電感器,這進一步減小了轉(zhuǎn)換器的尺寸。與傳統(tǒng)的 100 kHz – 200 kHz DC/DC 轉(zhuǎn)換器相比,以 500 kHz 運行的電路的磁性部件體積和重量減少了 50%,LLC 轉(zhuǎn)換器(98V/5A 輸出)的峰值效率接近 400.16%。由于ZVS引起的串?dāng)_嚴(yán)重得多,SiC MOSFET即使在沒有負偏置驅(qū)動電壓的情況下也能可靠運行,從而降低了驅(qū)動電路成本。本文將介紹高頻操作的實用設(shè)計指南,例如PCB布局,磁芯材料和氣隙選擇,繞組線尺寸和結(jié)構(gòu),諧振電容器選擇等,以及測試結(jié)果。
圖1: 簡化的LLC DC/DC諧振轉(zhuǎn)換器,帶用于輸出整流器的二極管。
高頻LLC直流/直流轉(zhuǎn)換器的仿真
使用LTspice進行了仿真,以研究SiC MOSFET的性能以及影響轉(zhuǎn)換器效率的因素。無花果。圖1所示為全橋LLC DC/DC轉(zhuǎn)換器的簡化原理圖。在 500 kHz 開關(guān)頻率和磁化電感 Lm = 30 μH 時,四個初級開關(guān)的模擬總功率損耗為 80.24 W(每個為 20.06 W),由于所有初級開關(guān)的 ZVS 導(dǎo)通,輸出整流器二極管的總效率達到 98.11%。
較大的磁化電感Lm可以降低磁化電流,降低初級開關(guān)的導(dǎo)通損耗;但是,Lm 的值還需要提供足夠的磁化電流,以使漏源電容完全放電,并確保主開關(guān) ZVS 在死區(qū)時間內(nèi)導(dǎo)通。因此,Lm 應(yīng)滿足 (1) [6]。
其中,td是上下開關(guān)的兩個柵極驅(qū)動信號之間的死區(qū)時間,fs是開關(guān)頻率,CTotal是總電容,包括初級開關(guān)的漏源電容、PCB的寄生電容和次級側(cè)二極管的反射電容。對于給定的死區(qū)時間td,可以基于(1)優(yōu)化設(shè)計Lm,并且可以實現(xiàn)正常工作時的高效率。
設(shè)計注意事項
有限責(zé)任公司變壓器設(shè)計
使用(1)計算最大磁化電感后,高頻操作時需要仔細考慮磁芯材料,氣隙和導(dǎo)線尺寸,否則會導(dǎo)致極端的功率損耗,導(dǎo)致變壓器因過熱而意外故障。在適用于高頻的磁芯材料中,Acme 的 P61 因其低功率損耗和易于獲得的磁芯形狀而被選中,適用于開關(guān)頻率范圍為 500 kHz 至 1MHz 的高功率應(yīng)用。PQ50/28內(nèi)核用于初始測試。初級繞組(φ0.05mm × 360 ×4)和次級繞組(φ0.05mm × 3400 × 32 TIW)均采用利茲線,每根繞組 9 圈。為了減少氣隙附近邊緣磁通量引起的銅損,使用了三個分布氣隙而不是一個大氣隙,如圖所示。2.
印刷電路板布局
PCB 布局在 EMI、信號完整性以及電路效率和操作方面起著至關(guān)重要的作用,尤其是對于高頻 LLC 轉(zhuǎn)換器。無花果。圖3顯示了LLC轉(zhuǎn)換器的實驗PCB(版本1和版本2)中存在的寄生電容。Ver. 1 PCB采用大面積銅區(qū)域完成,旨在減少PCB走線的功率損耗并消除電流環(huán)路的磁場;然而,表I所示的大寄生電容是由于不同銅層之間的重疊面積大而產(chǎn)生的。Ver. 2 PCB的銅要小得多,走線重疊區(qū)域也小得多,因此寄生電容顯著降低。寄生電容是使用手持式LRC儀表在裸PCB上測量的(沒有填充任何部件)。在LLC電路中,開關(guān)(CP1-CP4)、變壓器繞組(CP8-CP10)和初級側(cè)中點(CP11)上的大寄生電容將導(dǎo)致不希望的效率下降(如表0所示,測量出8.26%的壓降和1 W的功率損耗)。因此,需要在銅損降低和寄生效應(yīng)之間做出權(quán)衡。
表1 測得的寄生電容(單位:pF)和性能比較
印刷電路板版本 | CP1 | CP2 | CP3 | CP4 | CP5 | CP6 | CP7 | CP8 | CP9 | CP10 | CP11 | CP12 | 效率 (%) | 功率損耗 (W) |
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第1版 | 315 | 390 | 343 | 420 | 4860 | 534 | 620 | 535 | 598 | 508 | 896 | 1385 | 95.71 | 141.57 |
第2版 | 17 | 22 | 25 | 28 | 4731 | 528 | 516 | 589 | 575 | 11 | 13 | 308 | 96.50 | 115.50 |
圖2:具有漏感的薄型變壓器(PQ50/28 P61),用于諧振電感器:(a)具有分布式氣隙的磁芯,以及(b)實驗變壓器原型。
圖3:PCB上的寄生電容。
實驗結(jié)果
無花果。圖4顯示了使用TO-128-3封裝的SiC MOSFET(C3M0060065D,60 mΩ650 V)的初級開關(guān)和用于輸出整流器的TO-247封裝的SiC二極管(C3D6A,10065 A/10 V)的原型圖片。由于高頻工作,諧振電感器使用主變壓器的漏感(650μH),無需外部電感器。基于 TI DSP 的控制卡 (TMDSCNCD220C) 用于生成開環(huán)操作或閉環(huán)操作所需的柵極驅(qū)動信號,以調(diào)節(jié)輸出電壓。輔助電源(Wolfspeed的CRD-1DD280049P)為控制電路和柵極驅(qū)動器供電。
圖4:高頻LLC轉(zhuǎn)換器原型照片。
無花果。圖5顯示了400V/16A DC輸出的測量效率與開關(guān)頻率的關(guān)系。最佳開關(guān)頻率范圍為 500 kHz 至 650 kHz,效率不會大幅下降。隨著開關(guān)頻率的增加,效率的降低主要是由于LLC變壓器[7] - [9]中頻率相關(guān)的銅損和鐵芯損耗以及PCB走線損耗的增加。柵極驅(qū)動導(dǎo)致的測得功率損耗從2 kHz增加到2 MHz增加了500.1W,而每個MOSFET的功率損耗增加了3.5W(模擬從20.06 W增加到23.56 W)。無花果。圖6顯示了開環(huán)操作中效率與輸出功率的關(guān)系圖。在半負載(~98 kW)下可實現(xiàn)約5.3%的峰值效率。無花果。圖7顯示了初級側(cè)上部開關(guān)捕獲的柵極-源極和漏極-源極波形,以及550 kHz和400 V輸入下的初級側(cè)諧振電流波形。
還對初級側(cè)開關(guān)的硅基功率器件(英飛凌的IPW60R70CFD7,57mΩ600V)進行了比較測試。與硅基MOSFET相比,基于SiC的Wolfspeed器件C3M0060065D的導(dǎo)通電阻隨著結(jié)溫的升高而增加要小得多。無花果。圖8顯示了這兩個器件的導(dǎo)通電阻與溫度的關(guān)系圖。SiC 器件在 1°C 時的歸一化導(dǎo)通電阻為 3.150,而硅基器件的歸一化導(dǎo)通電阻為 2.3。無花果。圖9顯示了不同功率器件的效率與輸出功率的關(guān)系圖。硅基MOSFET在高功率下的效率降低了1%,并且由于導(dǎo)通電阻隨溫度而顯著增加,并且開關(guān)損耗更高,因此在相同的散熱下進入熱失控狀態(tài)。
圖5:效率與開關(guān)頻率的關(guān)系圖
圖6:SiC器件的效率與輸出功率的關(guān)系圖。
圖7:在10 kHz下捕獲的柵源電壓[黃色跡線:100 V/格]、漏源電壓[綠色跡線:25 V/格]和初級電流[紅色跡線:500 A/格]的波形,時間標(biāo)度為500 ns/格。
圖8:隨著結(jié)溫的升高,歸一化導(dǎo)通電阻:紅色跡線 — 基于 Si 的器件,黑色跡線 — 基于 SiC 的跡線。
圖 9:550 kHz 和 390 V 輸入下硅基和碳化硅基 MOSFET 的效率與輸出功率的關(guān)系圖。
圖 10:捕獲的柵極-源極電壓 [黃色跡線:10 V/格]、漏源電壓 [綠色跡線:100 V/格] 和初級電流 [紅色跡線:25 A/格] 的波形,無負電壓,用于 500 kHz 時關(guān)斷 MOSFTE,時間標(biāo)度為 500 ns/div。
圖 11:帶負驅(qū)動和不帶負驅(qū)動時的效率與輸出功率的關(guān)系圖。
對于半橋或全橋電路中使用的MOSFET的關(guān)斷,通常建議使用負柵極驅(qū)動電壓(C3M4D為-3V~-006065V),以防止快速開關(guān)器件因高dv/dt引起的串?dāng)_而導(dǎo)致的錯誤導(dǎo)通。然而,在LLC電路中,所有開關(guān)都在零電壓下通過軟開關(guān)導(dǎo)通,因此dv/dt要低得多,并且看不到嚴(yán)重的串?dāng)_。因此,可能不需要用于開關(guān)關(guān)斷的負電壓來降低驅(qū)動電路的復(fù)雜性和成本。無花果。圖10顯示了捕獲的波形,沒有柵極驅(qū)動的負電壓。沒有觀察到異常的柵極驅(qū)動信號,從圖中沒有看到明顯的效率差異。11.
結(jié)論
一款帶有碳化硅 MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 諧振 DC/DC 轉(zhuǎn)換器已經(jīng)推出,并在 500 kHz – 1.5MHz 下進行了全面測試。已經(jīng)發(fā)現(xiàn),仔細的PCB布局和變壓器設(shè)計對于實現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率至關(guān)重要。峰值效率超過98%,功率密度為128 W/in3。測試效率數(shù)據(jù)以及捕獲的波形證明了碳化硅(SiC)MOSFET在比傳統(tǒng)硅基器件更高的頻率下工作的卓越性能。此外,測試表明,由于ZVS引起的串?dāng)_要小得多,因此SiC MOSFET即使在沒有負驅(qū)動電壓的情況下也能可靠地運行,以關(guān)閉諧振LLC拓撲中的功率器件,從而降低了驅(qū)動復(fù)雜性和成本。這些寬帶隙器件為各種應(yīng)用中的高效率和高功率密度功率轉(zhuǎn)換提供了更大的機會。未來的工作將把平面磁性元件與表面貼裝功率器件相結(jié)合,以實現(xiàn)更高功率密度轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。
審核編輯:郭婷
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