ECG學(xué)習(xí):心電信號(hào)

心電信號(hào)

心電信號(hào)是人體心臟的心臟細(xì)胞的細(xì)胞膜產(chǎn)生的電勢(shì)差，心房和心室肌在靜止的間歇中，由于細(xì)胞內(nèi)外離子(包括K＋，Na＋，Ca2＋，cl-等)濃度差別很大，處于“極化狀態(tài)”。一旦受到自搏細(xì)胞傳來(lái)的激動(dòng)，這極化狀態(tài)便暫時(shí)瓦解，在心電圖上稱為“除極”(有少數(shù)學(xué)者稱為“去極”)，由此產(chǎn)生心電活動(dòng)。心房肌的除極在心電圖上表現(xiàn)為P波，心室肌的除極表現(xiàn)為QRS波群。當(dāng)然在一次除極后，心肌又會(huì)恢復(fù)原來(lái)的極化狀態(tài)，此過(guò)程稱為“復(fù)極”。復(fù)極過(guò)程遠(yuǎn)較除極緩慢，電活動(dòng)所產(chǎn)生的振幅也較低。心房的復(fù)極在P—R段上，一般很不明顯(唯有在右心房擴(kuò)大時(shí)，P—R段輕度壓低)。心室肌復(fù)極則表現(xiàn)為心電圖上的ST段及T波。細(xì)胞膜電位變化如下圖所示。

細(xì)胞膜激動(dòng)時(shí)產(chǎn)生的電位如下圖所示。

在除極過(guò)程中，Na+內(nèi)流，K+外流，形成反向電勢(shì)差，電位突變產(chǎn)生脈沖信號(hào)。同時(shí)會(huì)傳導(dǎo)下去，形成電流信號(hào)。傳導(dǎo)完成后細(xì)胞膜復(fù)極，緩慢恢復(fù)到初始期。 從人體體表采集到各心肌細(xì)胞的動(dòng)作電位疊加后形成如下圖所示的心電信號(hào)。

疊加后的信號(hào)就是看到做QRS波，如下圖所示。

心電信號(hào)主要特點(diǎn)如下所示。

頻率：0.1~200 Hz

電壓：0.1~2 mV

阻抗：10~30k ohm

心電圖中的每一個(gè)心動(dòng)循環(huán)周期由一系列有規(guī)律的波形組成，它們分別是P波、QRS復(fù)合波和T波，而這些波形的起點(diǎn)、終點(diǎn)、波峰、波谷、以及間期分別記錄著心臟活動(dòng)狀態(tài)的詳細(xì)信息，為心臟疾病的診斷提供者重要的分析依據(jù)。正常的人在正常情況下，心動(dòng)周期為0.80s左右，即ECG信號(hào)的周期為0.80s左右。

P波：由心房的激動(dòng)所產(chǎn)生，后一半主要有左心房產(chǎn)生。正常的P波歷時(shí)0.08s到0.11s，其波形小而圓。

QRS復(fù)合波：反應(yīng)左右心室去極化過(guò)程的電位變化。QRS波群是心電圖中變化最為激烈的波段，由三個(gè)緊密相連的波組成，第一個(gè)為波形向下的Q波，接著是波形向上的高而尖的R波，最后一個(gè)是向下的S波。QRS波群一般歷時(shí)0.06s到0.10s，其波形的幅度變化比較大。

T波：代表心室復(fù)極化過(guò)程的電位變化。是繼S波后的一個(gè)振幅較低的波，波形呈現(xiàn)扁平形狀，在R波為主的心電圖上，T波不應(yīng)太低。

U波：位于T波之后，代表心室后繼電位，同T波方向一致，幅度較T波低，有時(shí)波形不明顯。

同時(shí)可以將ECG信號(hào)分為幾個(gè)典型間期和典型段，如P-R段、P-R間期、QRS間期、S-T段和Q-T間期。

測(cè)量原理

采集體表人體信號(hào)時(shí)，以人體心臟為中心，以人體體表為2D肢體導(dǎo)聯(lián)平面，以人體額面（切面）為2D胸導(dǎo)聯(lián)平面，進(jìn)行電信號(hào)采集。如下圖所示。

心電圖12個(gè)導(dǎo)聯(lián)包括6個(gè)肢體導(dǎo)聯(lián)（Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF）和6個(gè)胸導(dǎo)聯(lián)（V1~V6）。肢體導(dǎo)聯(lián)包括標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)（Ⅰ、Ⅱ和Ⅲ）和加壓導(dǎo)聯(lián)（aVR、aVL和aVF）。 由于心電信號(hào)為矢量信號(hào)，所以其是由兩個(gè)點(diǎn)產(chǎn)生的電勢(shì)差。標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)的測(cè)量原理如下所示。

I:LA-RA

II:LL-RA

III:LL-LA

可以得到：II = I + III。 標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)連接方式如下圖所示。

加壓導(dǎo)聯(lián)連接位置如下圖所示。

加壓導(dǎo)聯(lián)也可由標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)推算出來(lái)，計(jì)算公式如下所示。

aVR：RA-(LA+LL)/2=(I+II)/2

aVL：LA-(LL+RA)/2=I-II/2

aVF：LL-(LA+RA)/2=II-I/2

加壓導(dǎo)聯(lián)采集到的電信號(hào)如下圖所示。

正常情況下，各肢體導(dǎo)聯(lián)的心電信號(hào)如下圖所示。

肢體導(dǎo)聯(lián)心電信號(hào) 胸導(dǎo)測(cè)量方式如下圖所示。

胸導(dǎo)聯(lián)是將LA、RA、LL的電壓平均形成WCT（威爾遜中心點(diǎn)），再與胸部電極做差變成胸導(dǎo)聯(lián)信號(hào)。正常信號(hào)如下圖所示。

胸導(dǎo)心電信號(hào) 胸導(dǎo)聯(lián)測(cè)量公式如下所示。

Vx：V[x]-(LA+RA+LL)/3

如果已知I、II導(dǎo)，可推出V導(dǎo)公式。Vx=V[x]- (LA+RA+LL)/3=(V[x]-RA)-(I+II)/3。則V導(dǎo)可通過(guò)采集Vx’= (V[x]-RA)的值，Vx’與采集到的I、II進(jìn)行計(jì)算得到。 通常情況下，右心房可在導(dǎo)聯(lián)線aVF中得到最佳展示，而右心室則可在導(dǎo)聯(lián)線II中得到最佳展示。多數(shù)心電圖系統(tǒng)并不采用三個(gè)同步導(dǎo)聯(lián)線檢測(cè)電路或算法，結(jié)果使左心室導(dǎo)聯(lián)線最難捕獲。因而有時(shí)最好用其中一個(gè)V導(dǎo)聯(lián)線來(lái)檢測(cè)^1。

ECG噪聲來(lái)源

人體的心電信號(hào)是一種非平穩(wěn)、非線性、隨機(jī)性比較強(qiáng)的微弱生理信號(hào),幅值約為毫伏(mV)級(jí),頻率在0.05-100Hz之間。 心電信號(hào)的干擾主要有以下三種:

基線漂移,一般是由呼吸和電極滑動(dòng)變化所異致的,頻率一般低于1Hz,其表現(xiàn)為變化比較緩慢的類正弦曲線，對(duì)心電波形中的ST段識(shí)別影響較大。基線漂移的頻率很低，其范圍為0.05Hz至幾Hz，主要分量在0.1Hz左右，而心電信號(hào)的P波、T波及ST段的頻率也很低，其范圍為0.5Hz至10Hz，兩者的頻譜非常接近，在消除噪聲的同時(shí)，不可避免地對(duì)心電信號(hào)成分造成一定的損失。

肌電干擾,它是由人體肌肉顫抖產(chǎn)生不規(guī)則的高頻電分?jǐn)_所導(dǎo)致的,其頻率范圍很寬,一般在10-1000Hz之間,嚴(yán)重的肌電干擾信號(hào)頻率在10～300Hz之間，其頻譜特性接近于瞬時(shí)發(fā)生的高斯零均值帶限白噪聲。

肌電干擾波形

工頻干擾,主要來(lái)源于工頻電源以及器件周圍環(huán)境中的傳輸線輻射出的電磁場(chǎng),頻率為50Hz或60Hz,在ECG上出現(xiàn)為周期性的細(xì)小波紋,其頻率成分主要為工頻頻率及其諧波

工頻干擾波形 各個(gè)干擾的濾波說(shuō)明：

對(duì)于基線漂移，由于ST段的頻率也很低，無(wú)法使用低通濾波器去除基線漂移。

去除工頻干擾，可以通過(guò)硬件濾波和軟件濾波實(shí)現(xiàn)，使用50Hz和60Hz的陷波器。

還有其他類型的干擾，比如電極位移干擾和電極接觸噪聲，電刀干擾（高頻干擾，采樣頻率在250Hz-1000Hz之間，它的頻率大約在100KHz到1MHz之間，它的幅值約是心電峰峰值的200倍，維持時(shí)間為1s-10s）。 對(duì)于去噪聲可采用多種方式，心電信號(hào)干擾和噪聲抑制可以通過(guò)模擬硬件濾波和數(shù)字濾波加以解決。

基線漂移

硬件濾波設(shè)計(jì)，采用模擬高通濾波器對(duì)低頻的基線漂移有一定的抑制作用；

軟件濾波設(shè)計(jì)，采用濾波法、分段三次函數(shù)糾正法、分段拋物線糾正法、IIR線性相位濾波器法和小波變換等方法可以有效抑制基線漂移。

肌電干擾 肌電干擾的抑制措施一般采用四點(diǎn)平滑數(shù)字濾波算法實(shí)現(xiàn)。

工頻干擾

右腿驅(qū)動(dòng)電路，臨床實(shí)踐證明可以將工頻干擾衰減到1%以下；

帶阻陷波器電路，將帶阻陷波器的中心頻率設(shè)置為50Hz；

數(shù)字平滑濾波算法。

采用Levkov濾波、NOrcll濾波、多阻帶陷波器、零相位濾波和自適應(yīng)濾波等數(shù)字濾波器。

電極接觸噪聲和電極移位干擾 對(duì)于電極接觸噪聲和電極移位干擾，從其形成原理來(lái)看，只要在檢測(cè)前清潔肌膚，然后使用一次性心電電極就可以消除，不需要增加額外電路和算法來(lái)處理這些噪聲和干擾。

電子設(shè)備產(chǎn)生的高頻儀器噪聲 對(duì)于電刀干擾，由于頻率很高，可以使用高通濾波器。使用電刀時(shí)，由于電極接觸人體，電刀和人體所接觸的金屬平面會(huì)產(chǎn)生高頻電流，會(huì)通過(guò)傳導(dǎo)和輻射干擾心電信號(hào)。除了硬件、軟件上使用高通濾波，在導(dǎo)聯(lián)線上也需要埋入電感濾除高頻干擾。

另外，在電路設(shè)計(jì)的時(shí)候，對(duì)心電模擬前端（特別是前置放大器）增加屏蔽罩是很有必要的減少干擾的手段。

ECG信號(hào)提取——前置濾波電路

由于ECG信號(hào)很微弱，處于mV級(jí)別，還有很多干擾信號(hào)，所以采集信號(hào)時(shí)需要進(jìn)行濾波和放大處理，然后使用模數(shù)轉(zhuǎn)換。為了濾波高頻干擾和工頻噪聲，需要使用低通濾波器和陷波器抑制噪聲，有時(shí)也要使用高通濾波器濾除低頻噪聲。信號(hào)濾除干凈后有兩種處理方式：

放大后進(jìn)行ADC處理

使用高精度ADC采樣

前者將信號(hào)放大幾百倍，滿足ADC的輸入范圍，這種情況用于低分辨率的ADC，比如16bit，大部分使用獨(dú)立器件堆疊電路。 后者直接獲取微弱信號(hào)，使用高分辨率ADC（一般為∑-ΔADC），比如24bit，精度可達(dá)到uV，一般使用集成器件。 在進(jìn)入ADC之前的處理稱為模擬前端。 根據(jù)ADI官網(wǎng)介紹，ECG信號(hào)的采集方式分為：交流耦合和直流耦合。具體資料見(jiàn)^1 ECG測(cè)量的基本電路框圖如下所示。

ecg基本電路 其原理可以參考ECG信號(hào)內(nèi)容。 一般其技術(shù)指標(biāo)類似：

輸入阻抗：≥5MΩ

輸入偏置電流：<2nA

等效輸入噪聲：<30uVpp

共模抑制比：50Hz正弦信號(hào)的共模抑制比≥90dB

耐極化電壓：±300mV

漏電流：<30uA

頻帶：0.05～100Hz

采集心電信號(hào)時(shí)，使用電極片貼在人體上，再連接到板卡上，通過(guò)濾波、放大后進(jìn)入ADC，最終轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)。由于人體信號(hào)微弱，且人體存在一定的電阻，所以電極片與人體間會(huì)有極化電壓^2；另外導(dǎo)聯(lián)線通常是屏蔽線纜，線纜過(guò)長(zhǎng)會(huì)有線纜阻抗，出現(xiàn)共模電壓和差模電壓，導(dǎo)致信號(hào)有直流量，影響放大電路的輸入電壓。故前端電路首先要處理的就是干擾、共模和差模信號(hào)，然后才是放大信號(hào)。 前置濾波多使用RC電路，根據(jù)ECG信號(hào)頻率，可知心電信號(hào)截止頻率為0.1Hz~200Hz處，通常將通帶范圍設(shè)定在該區(qū)域就可以保證獲取到正常的心電信號(hào)。但是心電監(jiān)護(hù)測(cè)量參數(shù)不僅僅包含心電信號(hào)，還有pace檢測(cè)和呼吸波（呼吸阻抗測(cè)量）。

Note: 人體呼吸運(yùn)動(dòng)時(shí)，胸壁肌肉運(yùn)動(dòng)導(dǎo)致胸廓交替變形，肌體組織的電阻抗也交替變化， 變化量約為0.1ohm~3ohm，稱為呼吸阻抗。 pace信號(hào)為起搏器（pace maker)所產(chǎn)生，形態(tài)上為脈沖信號(hào)，寬度為0.1ms~2ms，頻率約為500Hz~1kHz。 呼吸阻抗測(cè)量通常使用交流載波10kHz以上的信號(hào)。 綜上，需要考慮是否需要測(cè)量pace和呼吸波，據(jù)此可以得出前置濾波電路截止頻率設(shè)定一般為200Hz、1kHz、10kHz、30kHz、50kHz等。 使用TI TINA進(jìn)行RC仿真，電路如下所示。

LPecg 仿真結(jié)果如下所示。

LPecgresult 可見(jiàn)三者截止頻率（-3dB）分別為：2.37kHz，88kHz，4.8kHz。 第一個(gè)使用二級(jí)RC濾波電路，需要測(cè)量pace信號(hào)。 第二個(gè)使用一級(jí)RC濾波，需要測(cè)量pace和呼吸波。 第三個(gè)使用一級(jí)RC濾波，需要測(cè)量pace信號(hào)。 可見(jiàn)對(duì)于高于100kHz的信號(hào)均有抑制作用。

抗高頻干擾

ECG信號(hào)通過(guò)導(dǎo)聯(lián)線連接到電極上，電極粘貼在人體上。這部分信號(hào)會(huì)引入很多干擾，包括高頻和低頻信號(hào)。由于ECG有效信號(hào)為低頻信號(hào)，故使用低通濾波器濾除高頻信號(hào)。常使用RC濾波電路，有時(shí)為了增加滾降率（增強(qiáng)高頻衰減）使用多級(jí)RC濾波電路。 如上圖所示，若使用一級(jí)RC，則只有20dB/Decade，二級(jí)則有40dB/Decade，可以增強(qiáng)低通濾波器的抑制能力。

pace信號(hào)檢測(cè)

標(biāo)準(zhǔn)對(duì)需要捕獲的起搏器信號(hào)的高度和寬度等具體要求有所差異^3。

AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007

EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005

IEC60601-2-25 ed. 1.0b

IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005

IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005

IEC60601-2-27規(guī)定： 設(shè)備須能夠顯示存在幅度為±2 mV至±700 mV、持續(xù)時(shí)間為0.5 ms至2.0 ms的起搏器脈沖的心電圖信號(hào)。顯示屏上的起搏器脈沖應(yīng)清晰可見(jiàn)，折合到輸入端(RTI)的幅度不得小于0.2 mV； AAMI EC11則規(guī)定： 設(shè)備須能顯示存在幅度為2 mV至250 mV、持續(xù)時(shí)間為0.1 ms至2.0 ms、上升時(shí)間少于100 μs且頻率為100 脈沖/分的起搏器脈沖的心電圖信號(hào)。對(duì)于持續(xù)時(shí)間為0.5 ms至2.0 ms（幅度、上升時(shí)間和頻率參數(shù)如上一句所規(guī)定）的起搏器脈沖，必須在心電圖中顯示該起搏器脈沖；顯示屏上應(yīng)予以清晰的展現(xiàn)，折合到輸入端的幅度不得小于0.2 mV。 因?yàn)閜ace信號(hào)中心頻率為5kHz，為了拾取pace信號(hào)，帶寬不能太低。若不需要pace信號(hào)，可以降低帶寬到200Hz。 對(duì)于pace信號(hào)，選擇5kHz之前的需要對(duì)pace信號(hào)進(jìn)行放大處理，因?yàn)闀?huì)被低通濾波器衰減。不過(guò)pace脈沖可達(dá)100mV，即使被衰減也不會(huì)比心電信號(hào)還難拾取，例如上圖中2.5kHz截止頻率造成pace信號(hào)變?nèi)鯙?.22*100mV=22mV，但是考慮到小幅度的pace信號(hào)還是要考慮后級(jí)放大處理，同時(shí)也要抑制原始ECG信號(hào)防止被放大從而干擾pace檢測(cè)，這也決定了通過(guò)硬件上檢測(cè)時(shí)要使用帶高通性質(zhì)的微分電路^4。 使用微分電路的優(yōu)點(diǎn)：

濾除原始心電信號(hào)

檢測(cè)脈沖上升沿和下降沿，而不是電平

隔離直流信號(hào)

能檢測(cè)出脈沖波的形態(tài)，檢測(cè)電平有可能會(huì)是階躍信號(hào)，而階躍信號(hào)不能識(shí)別為pace。

Note: 最小pace信號(hào)：100us/2mV 最大pace信號(hào)：2ms/700mV或者2ms/250mV

工作原理

具有放大功能的微分電路如下所示[^5]。

高通的截止頻率由C1和R1決定，C2進(jìn)行相位補(bǔ)償，R2調(diào)節(jié)比例。其中C1也可以稱為“隔直電容”，用于通交流阻直流。脈沖信號(hào)的交流部分通過(guò)，直流部分被抑制。 在后面使用雙路閾值（窗口閾值）比較電路進(jìn)行輸出（雙閾值表示上升沿閾值和下降沿閾值），如下圖所示。

使用2mV/100us的方波進(jìn)行仿真簡(jiǎn)單的微分電路（高通濾波器），如下圖所示。

高通波形

微分電路仿真結(jié)果 在方波上升沿和下降沿都有電容放電現(xiàn)象，結(jié)果為斜波。下降/上升的時(shí)間與RC（時(shí)間常數(shù)）有關(guān)。 分析比較電路。V1>V2。Vout>V1時(shí)，輸出低電平。Vout

pace檢測(cè)電路 設(shè)定的閾值為2.7V/2.3V。 對(duì)2mV/100us脈沖進(jìn)行時(shí)域仿真，結(jié)果如下圖所示。

pace檢測(cè)電路仿真結(jié)果 在低于2.3V后輸出低電平，之后高于2.3V時(shí)輸出高電平。 其幅頻特性如下圖所示。

pace檢測(cè)電路幅頻特性 最大放大倍數(shù)為44.38dB=165，最小電壓為2.5-165*2m=2.17V，與仿真結(jié)果相差不大。 仿真原始文件見(jiàn)^6。

器件選擇

阻容

使用1%精度電阻，同時(shí)需要左WCA分析（Worst Case Analysis），看最差情況下的閾值范圍。

運(yùn)放

小信號(hào)的pace幅度只有2mV，大信號(hào)有700mV，采用放大電路放大該斜波輸入信號(hào)，則SR（壓擺率）=V/t。放大電路中運(yùn)放需要高帶寬，高壓擺率。 pace為高速信號(hào)，故宜采用高速比較器，同時(shí)tail-to-tail。

第二種電路

完整電路如下圖所示。采用雙電源供電，能保證負(fù)脈沖信號(hào)能檢測(cè)導(dǎo)。

pace檢測(cè)電路2 同樣，仿真結(jié)果如下圖所示。

pace檢測(cè)電路2仿真結(jié)果 幅頻特性如下圖所示。

pace2檢測(cè)電路幅頻特性 最大放大倍數(shù)為46dB=200，最小電壓為2.5-2m*200=2.1V，與仿真結(jié)果相差不大。 仿真原始文件見(jiàn)^7。

第三種電路

使用單電源，但是信號(hào)來(lái)源于PGA的輸出?；倦娐啡缦聢D所示。

后面是將U2運(yùn)放作為比較器使用，故當(dāng)VM2為負(fù)電平時(shí)無(wú)法起到放大作用，而輸出0（低電平）。該電路只能檢測(cè)出pace信號(hào)上升沿，不能檢測(cè)下降沿。R5為了保證輸入信號(hào)平衡，為R4||R6=4.1k。 VM2處信號(hào)的幅頻特性如下圖所示。

最大放大倍數(shù)為48.48dB=265，最小電壓為2m*265=0.53V，與仿真結(jié)果相差不大。

抗工頻干擾

工頻干擾來(lái)自常規(guī)用電中的交流電。由于市電為交流電，所有使用市電的設(shè)備都會(huì)與人體產(chǎn)生同頻的干擾，導(dǎo)致干擾會(huì)通過(guò)導(dǎo)聯(lián)線進(jìn)入系統(tǒng)。如下圖所示。

市電網(wǎng)絡(luò)與人體，人體和大地都有等效電容存在，而市電為交流，則人體上會(huì)有分壓，頻率與市電一樣。其產(chǎn)生的微弱電流為“位移電流”。 以單導(dǎo)測(cè)量為例，分析“位移電流”的影響。如下圖所示。

位移電流idb會(huì)造成共模電位Vc=idb*ZG，該共模電壓為Vc，阻抗為Zin。兩個(gè)電極位置的阻抗分別為Z1和Z2，則Vout計(jì)算公式如下圖所示。

先后為差模電壓放大Gd倍，然后是屏蔽電纜共模差壓放大Gd倍，最后是差分信號(hào)放大Gd倍。 從公式中可知，Vc對(duì)輸出有影響，其與運(yùn)放的CMRR有關(guān)，與電極位置的阻抗和運(yùn)放的輸入阻抗有關(guān)。為了減小影響，可以做以下措施：

提高CMRR

提高輸入阻抗

降低電極位置的阻抗差異

對(duì)于浮地設(shè)備，電纜也會(huì)引入干擾。如下圖所示。

假定：引線1中的電流是id1，引線2中的電流是id2，接地回路的電流=id1+ id2。因Z1和Z2的不一致而轉(zhuǎn)變?yōu)椴钅ｋ娢唬篤+ –V- = id1Z2 – id2Z1= id (Z2 –Z1)。為了降低電纜造成的干擾，可以做以下措施：

降低電極位置的阻抗差異

降低id，將屏蔽線接地

電纜上得分布電容C1、C2一般為100pF/m。 如果直接使用市電供電，一定會(huì)引入工頻干擾。針對(duì)措施有以下幾種：

屏蔽驅(qū)動(dòng)

電纜的干擾是由于市電與電纜，電纜和地之間有等效電容（屏蔽線接地），產(chǎn)生感應(yīng)電流（或者也可以是電容分壓）。如下圖所示。

加入共模電壓為Vc，如下圖所示。

由于Rs、C不一樣，導(dǎo)致進(jìn)入運(yùn)放得Uic1和Uic2不一樣，產(chǎn)生差模電壓Uid。其產(chǎn)生原因如下圖所示。

在屏蔽線上得電壓因?yàn)镽s、C不一樣而不同，產(chǎn)生了電流ic（即id），導(dǎo)致輸入電壓不同。計(jì)算公式如下圖所示。

其分母為共模電壓。 通過(guò)屏蔽驅(qū)動(dòng)，將中心電平反饋導(dǎo)屏蔽線上，使分布為心電信號(hào)。如下圖所示。

最終，分母為Uid（Uic+Uid/2-Uic=Uid/2），即心電信號(hào)，極大得降低了因分布電容和電阻不同導(dǎo)致得差模電壓，消除了共模電壓產(chǎn)生得差模電壓。 屏蔽驅(qū)動(dòng)是將差分輸出的中心電壓通過(guò)緩沖輸出導(dǎo)屏蔽現(xiàn)上。

右腿驅(qū)動(dòng)

右腿驅(qū)動(dòng)電流消除人體“位移電流”產(chǎn)生的影響。原理圖如下所示。

人體位移電流產(chǎn)生的共模電壓Vc，通過(guò)放大電路反向放大后輸出Vo，其相位與Vc相反，從而達(dá)到抵消的作用（電流也是相反）。上圖的等效公式如下所示。

具體工作原理可參考[^8][^9]。 一般將屏蔽驅(qū)動(dòng)的輸出給右腿驅(qū)動(dòng)的輸入，進(jìn)行反向放大。 使用過(guò)程中，要考慮整個(gè)系統(tǒng)因?yàn)槠帘悟?qū)動(dòng)和右腿驅(qū)動(dòng)構(gòu)成了二級(jí)反饋閉環(huán)系統(tǒng)，整個(gè)系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問(wèn)題。其中右腿驅(qū)動(dòng)電路為放大電路，需要做好相位補(bǔ)償和穩(wěn)定性分析。 TI提供了屏蔽驅(qū)動(dòng)和右腿驅(qū)動(dòng)的仿真電路，見(jiàn)[^10]

電氣隔離

使用隔離變壓器、隔離放大器、光耦，將市電與板卡隔離，可以有效的降低工頻干擾。

等效輸入阻抗

輸入阻抗是指一個(gè)電路的輸入端的等效阻抗?？梢岳斫鉃樵谳斎攵思由想妷涸碪，測(cè)量輸入端電流I，輸入阻抗Rin就等于U/I（將所有電路元件作用的效果總和，等效到一個(gè)電阻Rin上）。 等效輸入阻抗對(duì)于前級(jí)電路的濾波電容有一定的要求，這個(gè)要根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)要求進(jìn)行合理設(shè)置。根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)要求，單端輸入阻抗要大于2.5Mohm@（0.67~40Hz，交流阻抗）。由于RC后級(jí)電路的阻抗一般很高（100M以上），故輸入阻抗跟小值相關(guān)，即與RC有關(guān)，則輸入阻抗為Rf+Cf=Rf+1/2ΠfCf≥2.5M，則Cf≤1/（2.5M-Rf）2Πf≤1/（2.5M*2Πf）=0.0016uF=1.6nF=1600pF，即使預(yù)留一倍空間也是800pF（其中不考慮Rf可以算小值）。 故RC電路的電容總值不能高于1600pF。 輸入阻抗的要求對(duì)運(yùn)放的選擇進(jìn)行了限制，因?yàn)樾碾娦盘?hào)微弱，人體阻抗高，所以必須用高阻抗的運(yùn)放才可以分壓分到足夠多。一般使用儀表放大器。

ESD保護(hù)

在導(dǎo)聯(lián)線連接板卡的入口加上ESD管對(duì)地或者對(duì)電源，進(jìn)行靜電保護(hù)。有時(shí)為了保護(hù)后端的放大器，需要使用TVS管進(jìn)行鉗位。 ESD保護(hù)和TVS管鉗位都需要保證符合標(biāo)準(zhǔn)中對(duì)于人體漏電流的要求，即單個(gè)電極流入人體的電流為0.1uA和總電流為1uA。選擇保護(hù)管時(shí)需保證反向漏電流為0.1uA以下。 ESD保護(hù)對(duì)于雙電源結(jié)構(gòu)的，需要正向和方向都進(jìn)行保護(hù)。

抗除顫

除顫信號(hào)功率很大，會(huì)直接通過(guò)導(dǎo)聯(lián)線進(jìn)入系統(tǒng)，為了保護(hù)后端電路，有兩種方式：

導(dǎo)聯(lián)線接口上埋入抗除顫電路

板卡上在導(dǎo)聯(lián)線接口出按照氖管

原理上都是盡量吸收掉除顫電流，前者通過(guò)電阻發(fā)熱消耗掉，后者通過(guò)電容儲(chǔ)能。 EC13關(guān)于除顫測(cè)試電路如下圖所示。

C=32uF L=25mH R+RL≤11ohm RL為DC的內(nèi)阻。 測(cè)試步驟：Charge the capacitor to 5000 V, with switch S1 in position A and switch S2 closed. Discharge is accomplished by actuating S1 to position B for a period of 200 ± 100 ms. The capacitor must be disconnected to remove residual voltages and allow recovery to commence. The discharge test is applied at 20 s intervals in those cases where more than one discharge is indicated 。 先S1撥到A，然后撥到B放電。測(cè)試過(guò)程中S2始終閉合保持10Hz信號(hào)源短路（用于多次除顫后測(cè)試設(shè)備是否正常的信號(hào)源）。持續(xù)100~300ms，間隔20s。

除顫電阻的選擇

使用抗除顫電阻時(shí)，使用該電路仿真^15，計(jì)算除顫電阻的功率。仿真圖如下所示。

使用時(shí)控開(kāi)關(guān)控制電源，從結(jié)果可以看出在抗除顫電阻R4上有個(gè)脈沖波形，產(chǎn)生了脈沖電流和電壓。峰值功率為30W，峰值電壓達(dá)到1.72kV，脈沖時(shí)間大概為20ms。電阻必須能耐受這樣的條件，否則無(wú)法滿足要求。 由于波形近似為三角波，需要等效為脈沖方波（一般Datasheet中會(huì)有脈沖方波與峰值功率的對(duì)于曲線）。等效原理如下圖所示。

其他波形等效如下圖所示。

示例中時(shí)間常數(shù)t=7.15ms，故等效脈沖寬度T=7.15ms/2=3.575ms。 峰值功率為P=(1.72kV)^2/100k=29.584W，仿真結(jié)果為30W。 則100k電阻需滿足：1.72kV/3.575ms脈寬的脈沖信號(hào)峰值功率能達(dá)到30W。 若考慮降額，比如以60%為準(zhǔn)。則脈沖電壓為1.72kV/0.6=2.87kV，脈沖功率為30W/0.6=50W。

陶瓷氣體放電管的選擇

除顫脈沖信號(hào)峰值電壓為5kV，可選擇陶瓷氣體放電管（氖管）將電壓降低到幾十伏，然后通過(guò)鉗位二極管鉗位到電源電壓。（陶瓷氣體放電管^12英文名稱為Gas Discharge Tubes） 一般來(lái)說(shuō)，當(dāng)擊穿電壓超過(guò)系統(tǒng)絕緣的耐電強(qiáng)度時(shí)，放電管被擊穿放電，從而在短時(shí)間內(nèi)限制浪涌電壓及減少干擾 能量。當(dāng)具有大電流處理能力的弧光放電時(shí)，由于弧光電壓低至幾十伏，可以防止浪涌電壓進(jìn)一步上升。氣體放電 管即利用這一自然原理實(shí)現(xiàn)了對(duì)浪涌電壓的限制^13。 GDT電容容量一般為pF級(jí)別，將仿真文件中的100k電阻換成1pF電容，仿真得電容兩端得脈沖信號(hào)最大值為700V/19.6ms，該值為需要考慮得脈沖擊穿電壓。 由于GDT最終電壓會(huì)在10~35V，此時(shí)需要考慮該電壓與系統(tǒng)電壓差造成得最終電流，是否會(huì)導(dǎo)致弧光放電狀態(tài)持續(xù)，弧光放電持續(xù)會(huì)導(dǎo)致GDT處于“短路”狀態(tài)（弧光形成形成通路）。 在快速脈沖沖擊下，陶瓷氣體放電管氣體電離需要一定的時(shí)間（一般為0.2～0.3μs，最快的也有0.1μs左右），因而有一個(gè)幅度較高的尖脈沖會(huì)泄漏到后面去。若要抑制這個(gè)尖脈沖，有以下幾種方法：a、在放電管上并聯(lián)電容器或壓敏電阻；b、在放電管后串聯(lián)電感或留一段長(zhǎng)度適當(dāng)?shù)膫鬏斁€，使尖脈沖衰減到較低的電平；c、采用兩級(jí)保護(hù)電路，以放電管作為第一級(jí)，以TVS管或半導(dǎo)體過(guò)壓保護(hù)器作為第二級(jí)，兩級(jí)之間用電阻、電感或自恢復(fù)保險(xiǎn)絲隔離^14。 由于除顫仿真電路一樣，可知GDT得脈沖擊穿電壓在600~800V之間。而直流擊穿電壓應(yīng)該大于系統(tǒng)電源電壓，否則會(huì)導(dǎo)致其直流擊穿導(dǎo)通。TVS管選擇直流擊穿電壓作為反向擊穿值，鉗位電壓為系統(tǒng)電源電壓，防止直流情況下GDT直流擊穿導(dǎo)通。

抗電刀

電刀為高頻干擾，為幾百KHz頻率。常用的做法是，電纜中埋電感，使用低通濾波器抑制高頻。同時(shí)電刀有輻射干擾，給模擬電路甚至整個(gè)板卡裝上屏蔽罩都是需要的。

Reference

[^5]:Hardware Pace using Slope Detection [^8]:Improving Common-Mode Rejection Using the Right-Leg Drive Amplifier[^9]:Driven-Right-Leg-Circuit-Design[^10]:TI右腿驅(qū)動(dòng)仿真電路

來(lái)源于ADI的一篇文檔^1，關(guān)于交流耦合和直流耦合電路的介紹

心電信號(hào)的采集電路，從信號(hào)鏈的架構(gòu)上可以分為兩類：交流耦合、直流耦合。

交流耦合

交流耦合電路使用分立器件，使用電容的隔直功能將心電信號(hào)提取出來(lái)。基本架構(gòu)如下圖所示。

交流耦合建構(gòu) 信號(hào)通過(guò)抗除顫、抗靜電保護(hù)，經(jīng)過(guò)低通濾除高頻干擾，進(jìn)入全差分放大電路低倍放大后，使用高通濾除低頻干擾，然后經(jīng)過(guò)高倍放大，最后進(jìn)入低精度ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。 由于使用了電容的交流耦合功能，對(duì)于低頻的肌電干擾、工頻干擾和基線漂移抑制作用較低。因?yàn)楦咄ǖ慕刂诡l率設(shè)置的為心電的最低頻率0.1Hz左右，對(duì)于50Hz/60Hz、1Hz這種信號(hào)無(wú)法濾除，電路本身的缺點(diǎn)導(dǎo)致信號(hào)的質(zhì)量不佳。 上面的架構(gòu)，為了提高信號(hào)質(zhì)量，也要做屏蔽驅(qū)動(dòng)、右腿驅(qū)動(dòng)電路，甚至需要做WCT（威爾遜中心點(diǎn)）。 使用TI-TINA對(duì)該架構(gòu)進(jìn)行仿真，如下圖所示。

交流耦合仿真電路 將皮膚阻抗，線纜分布電容、電阻都考慮在內(nèi)，使用屏蔽驅(qū)動(dòng)和右腿驅(qū)動(dòng)，通過(guò)差分放大（此時(shí)輸出的信號(hào)為直流耦合信號(hào)），經(jīng)過(guò)大電容耦合（此時(shí)為交流耦合信號(hào)），最終經(jīng)過(guò)高倍放大輸出信號(hào)。 差分放大11倍，后級(jí)放大80倍，總共880倍。 使用真實(shí)信號(hào)進(jìn)行仿真，結(jié)果如下圖所示。

交流耦合仿真電路-結(jié)果 VG1為共模工頻干擾，經(jīng)過(guò)屏蔽驅(qū)動(dòng)和右腿驅(qū)動(dòng)后輸出反相信號(hào)VF2，正好與VG1抵消。從結(jié)果上看工頻干擾已被濾除，心電信號(hào)經(jīng)過(guò)前級(jí)匹配電路時(shí)有衰減，但是經(jīng)過(guò)后級(jí)放大，信號(hào)范圍為：2~4V，已達(dá)到常規(guī)ADC的識(shí)別范圍。 再來(lái)分析下CMRR，將差分的正相、反相輸出短路，使用VG1作為共模輸入信號(hào)，仿真VF1的頻率特性，對(duì)右腿電路中的RG進(jìn)行掃描仿真（設(shè)置值范圍為100K~10M）。如下圖所示。

交流耦合仿真電路-CMRR結(jié)果 可見(jiàn)，對(duì)于1kHz以下的信號(hào)，CMRR<-100dB，抑制能力很高。 下面對(duì)穩(wěn)定性進(jìn)行仿真（將屏蔽驅(qū)動(dòng)去掉），如下圖所示。

交流耦合仿真電路-震蕩 可見(jiàn)，使用初始條件（1mV）進(jìn)行仿真會(huì)出現(xiàn)震蕩，說(shuō)明右腿不穩(wěn)定。 給右腿加上相位補(bǔ)償后，如下圖所示。

交流耦合仿真電路-補(bǔ)償后不震蕩 通過(guò)穩(wěn)定性分析，如下圖所示（這里使用[^4]的仿真方式，與TI教程中所述不同，后續(xù)會(huì)對(duì)穩(wěn)定性分析進(jìn)行說(shuō)明）。

交流耦合仿真電路-穩(wěn)定性分析 Aol與1/β的幅頻曲線滾降差值小于40dB/Decade，系統(tǒng)為穩(wěn)定狀態(tài)。至于相位補(bǔ)償?shù)闹悼梢詤⒖糩^2]來(lái)設(shè)定。 對(duì)于消費(fèi)類電子，上面的優(yōu)化可以省略，右腿驅(qū)動(dòng)直接接地，然后對(duì)地取各肢體導(dǎo)聯(lián)的信號(hào)，最終通過(guò)加減法算出通道的值。

交流耦合建構(gòu)2 在ADI的文檔中如下圖所示。

交流耦合電路 該消費(fèi)類對(duì)于干擾抑制較低，只有在平靜且空曠的環(huán)境或者家居環(huán)境下才能達(dá)到較好的效果。 交流耦合電路需要將心電信號(hào)放大到MCU內(nèi)部ADC的識(shí)別要求，一般需要放到800~1000倍甚至更高，以達(dá)到ADC采樣要求。當(dāng)然放大倍數(shù)越高導(dǎo)致噪聲放大越高，共模抑制比相應(yīng)降低，而低精度的ADC轉(zhuǎn)換后的信號(hào)質(zhì)量也會(huì)降低。

直流耦合

直流耦合電路相對(duì)來(lái)說(shuō)簡(jiǎn)單許多，其通過(guò)保護(hù)電路后，直接經(jīng)過(guò)低通濾波，然后進(jìn)入集成芯片中。

直流耦合建構(gòu) 當(dāng)然，集成芯片內(nèi)部的電路架構(gòu)跟交流的相似，都是內(nèi)部差分放大、內(nèi)部WCT和RLD。但是直流耦合不適用高通濾波器來(lái)拾取心電信號(hào)，而是直接獲取整個(gè)帶直流的信號(hào)，經(jīng)過(guò)算法處理來(lái)達(dá)到基線糾偏、高頻濾波等功能。 直流耦合內(nèi)部使用ΣΔ ADC，可以達(dá)到很高位數(shù)（高精度），可以獲取到uV甚至nV級(jí)別的信號(hào)。而心電信號(hào)本身只有mV，高精度的ADC采樣能獲取準(zhǔn)確的心電信號(hào)。多余的工作交給算法來(lái)處理，可以極大的降低硬件成本，而效果還可以得到提高。 直流耦合和交流耦合比較如下表所示。

直流交流耦合建構(gòu)比較 目前，大部分心電電路使用直流耦合架構(gòu)，然后使用專業(yè)的算法來(lái)處理數(shù)據(jù)。 以上仿真文件，見(jiàn)[^3]

以《YY 0885-2013 醫(yī)用電氣設(shè)備 第2部分：動(dòng)態(tài)心電圖系統(tǒng)安全和基本性能專用要求》為準(zhǔn) 通過(guò)仿真分析，判斷電路是否滿足規(guī)范要求。

范例

引用一個(gè)Holter的技術(shù)指標(biāo)，用于說(shuō)明標(biāo)準(zhǔn)^1。部分技術(shù)指標(biāo)如下圖所示。

其頻率響應(yīng)為0.05Hz~60Hz。查看標(biāo)準(zhǔn)P15頁(yè)（51.5.9）章，如下圖所示。

由于頻率為帶通，高通截止頻率為0.67Hz或者0.05Hz，低通截止頻率為40Hz或者55Hz。 先對(duì)0.67Hz和0.05Hz進(jìn)行仿真^2。仿真電路如下圖所示。

使用3mV/100ms方波信號(hào)，觀察輸出波形。仿真結(jié)果如下圖所示。

YY0885-頻率響應(yīng)指標(biāo)——仿真電路結(jié)果 可見(jiàn)，由于20k的對(duì)地電容，放電較快，斜率較高。而300k對(duì)地電容放電慢，斜率低。 從圖中可見(jiàn)300k電阻的斜率基本為0，計(jì)算得20k電阻得斜率為15.43mV/s，而300k電阻斜率為0.237mV/s，可見(jiàn)后者滿足標(biāo)準(zhǔn)要求。

YY0885-頻率響應(yīng)指標(biāo)——仿真電路結(jié)果2 這也說(shuō)明只有截止頻率為0.05Hz時(shí)才能滿足a）測(cè)試條件。 實(shí)際應(yīng)用中心電信號(hào)本身的最低頻率就是0.05Hz，如果高于該頻率，會(huì)導(dǎo)致心電信號(hào)畸變。