- 如何處理工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT過(guò)流和短路保護(hù)問(wèn)題？

　　檢測(cè)到IGBT過(guò)流后，進(jìn)一步的挑戰(zhàn)便是關(guān)閉處于不正常高電流 電平狀態(tài)的IGBT。正常工作條件下，柵極驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)為能夠盡 可能快速地關(guān)閉IGBT，以便最大程度降低開關(guān)損耗。這是通過(guò) 較低的驅(qū)動(dòng)器阻抗和柵極驅(qū)動(dòng)電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)的。如果針對(duì)過(guò)流條 件施加同樣的柵極關(guān)斷速率，則集電極-發(fā)射極的di/dt將會(huì)大很 多，因?yàn)樵谳^短的時(shí)間內(nèi)電流變化較大。由于線焊和PCB走線 雜散電感導(dǎo)致的集電極-發(fā)射極電路寄生電感可能會(huì)使較大的過(guò) 壓電平瞬間到達(dá)IGBT（因?yàn)閂LSTRAY = LSTRAY &TImes; di/dt）。因此，在去飽 和事件發(fā)生期間，關(guān)斷IGBT時(shí)，提供阻抗較高的關(guān)斷路徑很重 要，這樣可以降低di/dt以及一切具有潛在破壞性的過(guò)壓電平。

　　除了系統(tǒng)故障導(dǎo)致的短路，瞬時(shí)逆變器直通同樣會(huì)發(fā)生在正常 工作條件下。此時(shí)，IGBT導(dǎo)通要求IGBT驅(qū)動(dòng)至飽和區(qū)域，在該區(qū)域中導(dǎo)通損耗最低。這通常意味著導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的柵極-發(fā)射極電 壓大于12 V。IGBT關(guān)斷要求IGBT驅(qū)動(dòng)至工作截止區(qū)域，以便在高 端IGBT導(dǎo)通時(shí)成功阻隔兩端的反向高電壓。原則上講，可以通 過(guò)使IGBT柵極-發(fā)射極電壓下降至0 V實(shí)現(xiàn)該目標(biāo)。但是，必須考 慮逆變器臂上低端晶體管導(dǎo)通時(shí)的副作用。導(dǎo)通時(shí)開關(guān)節(jié)點(diǎn)電 壓的快速變化導(dǎo)致容性感應(yīng)電流流過(guò)低端IGBT寄生密勒柵極-集 電極電容（圖3中的CGC）。該電流流過(guò)低端柵極驅(qū)動(dòng)器（圖3中的 ZDRIVER）關(guān)斷阻抗，在低端IGBT柵極發(fā)射極端創(chuàng)造出一個(gè)瞬變電壓 增加，如圖所示。如果該電壓上升至IGBT閾值電壓VTH以上，則 會(huì)導(dǎo)致低端IGBT的短暫導(dǎo)通，從而形成瞬態(tài)逆變器臂直通—— 因?yàn)閮蓚€(gè)IGBT都短暫導(dǎo)通。這一般不會(huì)破壞IGBT，但卻能增加功 耗，影響可靠性。

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　　圖3. 密勒感應(yīng)逆變器直通

　　一般而言，有兩種方法可以解決逆變器IGBT的感應(yīng)導(dǎo)通問(wèn) 題——使用雙極性電源和/或額外的米勒箝位。在柵極驅(qū)動(dòng)器 隔離端接受雙極性電源的能力為感應(yīng)電壓瞬變提供了額外的裕 量。例如，–7.5 V負(fù)電源軌表示需要大于8.5 V的感應(yīng)電壓瞬變才 能感應(yīng)雜散導(dǎo)通。 這足以防止雜散導(dǎo)通。另一種方法是在完成 關(guān)斷轉(zhuǎn)換后的一段時(shí)間內(nèi)降低柵極驅(qū)動(dòng)器電路的關(guān)斷阻抗。這 稱為米勒箝位電路。容性電流現(xiàn)在流經(jīng)較低阻抗的電路，隨后 降低電壓瞬變的幅度。針對(duì)導(dǎo)通與關(guān)斷采用非對(duì)稱柵極電阻， 便可為開關(guān)速率控制提供額外的靈活性。所有這些柵極驅(qū)動(dòng)器 功能都對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的可靠性與效率有正面影響。

實(shí)驗(yàn)示例

　　實(shí)驗(yàn)設(shè)置采用三相逆變器，該逆變器由交流市電通過(guò)半波整流器供電。雖然系統(tǒng)最高可采用800 V的直流總線電壓，但本例中 的直流總線電壓為320 V。正常工作時(shí)，0.5 HP感應(yīng)電機(jī)由開環(huán) V/Hz控制驅(qū)動(dòng)。IGBT采用InternaTIonal RecTIfier提供的1200 V、30 A IRG7PH46UDPBF。控制器采用ADI的ADSP-CM408F Cortex?-M4F混合 信號(hào)處理器。使用隔離式Σ-Δ AD7403調(diào)制器進(jìn)行相位電流測(cè)量， 使用ADuM4135實(shí)現(xiàn)隔離式柵極驅(qū)動(dòng)（它是一款磁性隔離式柵極驅(qū) 動(dòng)器產(chǎn)品，集成去飽和檢測(cè)、米勒箝位和其它IGBT保護(hù)功能）。 在電機(jī)相位之間，或在電機(jī)相位和負(fù)直流總線之間手動(dòng)開關(guān)短 路，進(jìn)行短路測(cè)試。 本例中未測(cè)試短路至地。

　　控制器和電源板如圖5所示。它們均為ADI公司的ADSP-CM408F EZ-kit?6 和EV-MCS-ISOINVEP-Z隔離式逆變器平臺(tái)。

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　　圖4. 實(shí)驗(yàn)設(shè)置

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　　圖5. ADI隔離式逆變器平臺(tái)搭配全功能IGBT柵極驅(qū)動(dòng)器

　　實(shí)驗(yàn)硬件中，通過(guò)多種方法實(shí)現(xiàn)IGBT過(guò)流和短路保護(hù)。它們分 別是： 直流總線電流檢測(cè)（逆變器直通故障） ；電機(jī)相位電流檢測(cè)（電機(jī)繞組故障） ； 柵極驅(qū)動(dòng)器去飽和檢測(cè)（所有故障）。

　　對(duì)于直流總線電流檢測(cè)電路，必須加一個(gè)小型濾波器，避免誤 觸發(fā)，因?yàn)橹绷骺偩€電流由于潛在的高噪聲電流而斷續(xù)。采用 具有3 μs時(shí)間常數(shù)的RC濾波器。檢測(cè)到過(guò)流后，其余有關(guān)IGBT關(guān) 斷的延遲是通過(guò)運(yùn)算放大器、比較器、信號(hào)隔離器、ADSP-CM408F 中的跳變響應(yīng)時(shí)間，以及柵極驅(qū)動(dòng)器傳播延遲。這會(huì)額外增 加0.4 μs，使得故障至關(guān)斷的總時(shí)間延遲為3.4 μs——遠(yuǎn)低于很 多IGBT的短路時(shí)間常數(shù)。類似的時(shí)序同樣適用于采用AD7403以 及ADSP-CM408F處理器上集成式過(guò)載檢測(cè)sinc濾波器的電機(jī)相位 電流檢測(cè)。采用時(shí)間常數(shù)為3 μs左右的sinc濾波器可良好運(yùn)作。8 在這種情況下，其余系統(tǒng)延遲的原因僅會(huì)是跳變信號(hào)內(nèi)部路由 至PWM單元以及存在柵極驅(qū)動(dòng)器傳播延遲，因?yàn)檫^(guò)載sinc濾波器 是處理器的內(nèi)部元件。連同電流檢測(cè)電路或快速數(shù)字濾波器的 反應(yīng)時(shí)間，無(wú)論使用何種方法，兩種情況下的ADuM4135超短傳播延遲對(duì)實(shí)現(xiàn)有效的快速過(guò)流保護(hù)非常重要。圖6顯示了硬件跳 變信號(hào)、PWM輸出信號(hào)和其中一個(gè)逆變器臂的上方IGBT實(shí)際柵 極-發(fā)射極波形之間的延遲。圖中可以看到，IGBT開始關(guān)斷后的 總延遲約為100 ns。

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　　圖6. 過(guò)流關(guān)斷時(shí)序延遲（通道1：柵極-發(fā)射極電壓10 V/div；通道2：來(lái)自 控制器的PWM信號(hào)5 V/div；通道3：低電平有效跳變信號(hào)5 V/div；100 ns/div）

　　柵極驅(qū)動(dòng)器去飽和檢測(cè)比上文描述的過(guò)流檢測(cè)方法執(zhí)行速度快 得多，且對(duì)于限制短路電流所允許上升的上限很重要，從而提 升了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性，并超過(guò)了可以實(shí)現(xiàn)的水準(zhǔn)，哪怕系統(tǒng) 帶有快速過(guò)流保護(hù)功能。這顯示在圖7中。當(dāng)發(fā)生故障時(shí)，電 流快速上升——事實(shí)上，電流遠(yuǎn)高于圖中所示，因?yàn)閳D中以帶 寬限制20 A電流探針進(jìn)行測(cè)量，僅供參考。去飽和電壓達(dá)到9 V 跳變電平，柵極驅(qū)動(dòng)器開始關(guān)斷。顯然，短路的整個(gè)持續(xù)時(shí)間 不足400 ns。電流的長(zhǎng)尾表示下方IGBT反并聯(lián)二極管中的續(xù)流導(dǎo) 致的感應(yīng)電能。開啟時(shí)，去飽和電壓的初始增加是雜散去飽和 檢測(cè)電動(dòng)勢(shì)的一個(gè)例子，這是由于集電極-發(fā)射極電壓瞬態(tài)所導(dǎo) 致?？梢酝ㄟ^(guò)增加去飽和濾波器時(shí)間常數(shù)，從而增加額外的消 隱時(shí)間而消除。

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　　圖8. IGBT短路關(guān)斷

　　圖8顯示了IGBT上的集電極-發(fā)射極電壓。由于去飽和保護(hù)期 間，關(guān)斷的阻抗較大，因此初始受控過(guò)沖約為320 VDC總線電壓 以上80 V。電流在下游反并聯(lián)二極管中流動(dòng)，而電路寄生實(shí)際上 使得電壓過(guò)沖略高，最高約為420 V。

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　　圖9. 開啟時(shí)的米勒?箝位 通道1：柵極-發(fā)射極電壓5 V/div；通道2：來(lái)自控 制器的PWM信號(hào)5 V/div；通道3：集電極-發(fā)射極電壓100 V/div；200 ns/div

　　圖9顯示了正常工作時(shí)，米勒箝位防止逆變器直通的價(jià)值。

　　小結(jié)

　　隨著IGBT的短路耐受時(shí)間下降至1 μs的水平，在極短的時(shí)間內(nèi)檢 測(cè)并關(guān)斷過(guò)流和短路正變得越來(lái)越重要。工業(yè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)的可靠 性與IGBT保護(hù)電路有很大的關(guān)系。本文羅列了一些處理這個(gè)問(wèn) 題的方法，并提供了實(shí)驗(yàn)結(jié)果，強(qiáng)調(diào)了穩(wěn)定隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器 IC （比如ADI公司的ADuM4135）的價(jià)值。