混頻器2x2雜散響應(yīng)與IP2的關(guān)系

混頻器2x2雜散響應(yīng)與IP2的關(guān)系

摘要：本文對(duì)2階交調(diào)點(diǎn)(IP2)以及2x2雜散響應(yīng)進(jìn)行了詳細(xì)說明，這兩個(gè)參數(shù)在RF器件規(guī)格書中經(jīng)常出現(xiàn)，如混頻器。本文有助于讀者掌握IP2與2x2雜散響應(yīng)指標(biāo)之間的相互轉(zhuǎn)換計(jì)算方法。

當(dāng)混頻器數(shù)據(jù)資料在交流電氣特性表中提供2階響應(yīng)指標(biāo)時(shí)，均會(huì)提到2階交調(diào)(IP2)特性或者2x2雜散響應(yīng)特性。這篇應(yīng)用筆記的目的就是提供這兩個(gè)指標(biāo)之間的關(guān)系及其在接收機(jī)設(shè)計(jì)中的應(yīng)用。此外還會(huì)以Maxim的MAX9993有源混頻器在UMTS WCDMA系統(tǒng)中的應(yīng)用為例具體分析IP2與2x2雜散響應(yīng)的關(guān)系。

混頻器的諧波

在接收電路中，混頻器將較高頻率的射頻(RF)信號(hào)轉(zhuǎn)換到較低頻率的中頻(IF)信號(hào)，這個(gè)過程稱為下變頻，當(dāng)使用RF頻率減去本振(LO)信號(hào)頻率時(shí)稱為低邊注入(LO頻率低于RF頻率)，當(dāng)使用LO頻率減去RF頻率時(shí)稱為高邊注入。這種下變頻過程可以使用如下公式描述：

f_IF = ±f_RF ± f_LO

上式中f_IF表示混頻器輸出端的IF信號(hào)，f_RF為加在混頻器RF輸入端的任何RF信號(hào)，f_LO表示加在混頻器LO輸入端的LO信號(hào)。

理想情況下，混頻器的輸出信號(hào)幅度和相位與輸入信號(hào)的幅度和相位呈一定的比例關(guān)系，且這種關(guān)系與LO信號(hào)的特性無關(guān)。(這里是與乘法器相對(duì)比而言的，乘法器的幅度和相位在輸入和輸出之間并沒有確定的關(guān)系。)利用這個(gè)假設(shè)前提，混頻器的幅度響應(yīng)與RF輸入呈線性關(guān)系并且獨(dú)立于LO輸入。

然而，混頻器的非線性會(huì)產(chǎn)生被稱為雜散的不希望出現(xiàn)的混頻產(chǎn)物，這些產(chǎn)物是由于不希望的信號(hào)到達(dá)混頻器的RF輸入端口，并且在IF頻點(diǎn)產(chǎn)生相應(yīng)的產(chǎn)物。比較麻煩的是，進(jìn)入RF端口的信號(hào)并不一定落在所希望輸入的RF頻帶內(nèi)。很多情況下，這些信號(hào)的功率電平較高，混頻器之前的RF濾波器無法提供足夠的抑制度以避免產(chǎn)生額外的雜散產(chǎn)物。當(dāng)這些雜散產(chǎn)物干擾到所需要的IF頻率時(shí)，混頻機(jī)制可以用下式表述：

f_IF = ±m(xù) f_RF ±n f_LO

上式中m、n分別為RF和LO的整數(shù)次諧波，經(jīng)混頻后產(chǎn)生數(shù)量眾多的雜散產(chǎn)物。實(shí)際上，這些雜散產(chǎn)物的幅度隨著m或者n的增加而減小。

在確定所要處理的頻率范圍之后，應(yīng)謹(jǐn)慎選擇IF和LO的頻率，以避免任何可能的混頻雜散產(chǎn)物。可使用濾波器將可能混頻后產(chǎn)生落入IF頻帶內(nèi)的RF信號(hào)濾除?；祛l器之后的濾波器用來濾除檢波器之前的雜散信號(hào)，僅通過所需要的IF信號(hào)。但是IF頻帶內(nèi)的雜散信號(hào)不會(huì)被IF濾波器濾除。

多種型號(hào)的平衡式混頻器可以抑制某些m，n為偶數(shù)的雜散信號(hào)。理想的雙平衡混頻器可以抑制所有m或n(或二者均為偶數(shù))為偶數(shù)次的混頻產(chǎn)物。在所有雙平衡混頻器中，IF，RF以及LO之間是相互隔離的。因此，通過設(shè)計(jì)合適的單端到差分轉(zhuǎn)換變壓器(Balun)，這些混頻器可以覆蓋所有RF、IF以及LO頻帶。

半中頻雜散產(chǎn)物的分布

這篇應(yīng)用筆記研究了一種明顯比較棘手的被稱作半中頻(f_IF/2)的2階雜散響應(yīng)，在混頻器的術(shù)語中，當(dāng)m = 2，n = -2時(shí)稱為低邊注入，m = -2，n = 2稱為高邊注入。對(duì)于低邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散的輸入頻率低于所需要RF信號(hào)頻率的f_IF/2 (參照?qǐng)D1)。所需要的RF頻率為1950MHz，與1750MHz的LO信號(hào)混頻后，產(chǎn)生的IF頻率為200MHz。以此為例，在1850MHz的信號(hào)在200MHz就可產(chǎn)生所不希望的半IF雜散信號(hào)。對(duì)于高邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散的輸入頻率(f_IF/2)高于所需要的RF信號(hào)。

在圖1中所示的半中頻雜散響應(yīng)假定是低邊注入(m = 2, n = -2)，并且用于UMTS WCDMA接收機(jī)中。雖然WCDMA的RF和IF載波具有3.84MHz的帶寬，但圖中所示的單頻點(diǎn)顯示為中心載波頻率。


圖1. 所要求的f_RF、f_LO、f_IF以及f_Half-IF雜散信號(hào)頻率分布

假定：

• f_RF = 1950MHz
• f_LO = 1750MHz
• f_IF = 200MHz
• 計(jì)算：f_Half-IF = f_RF – f_IF/2 = 1850

驗(yàn)算：

2 × f_Half-IF – 2 × f_LO =
2 × (f_RF - f_IF/2) - 2 × (f_RF - f_IF) =
2 × f_RF – 2 × f_IF/2 - 2 × f_RF + 2 × f_IF = f_IF

結(jié)果為：

2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz

接收機(jī)的IP2

2x2雜散響應(yīng)的抑制度，可以從混頻器的IP2指標(biāo)推導(dǎo)。當(dāng)定義混頻器的IP2或者2x2特性時(shí)，一般假定僅RF和LO的基波成分注入混頻器端口并且諧波失真僅是由混頻器自身產(chǎn)生的。RF通道中混頻器前端的鏡頻抑制濾波器可以衰減掉任何放大器的諧波成分。在LO通路中的噪聲衰減器可以衰減掉LO通道中的信號(hào)源產(chǎn)生的諧波成分。高電平的注入信號(hào)會(huì)產(chǎn)生失真或者互調(diào)產(chǎn)物，無論是在系統(tǒng)或器件的輸入或輸出端¹，這些產(chǎn)物可以通過計(jì)算交調(diào)點(diǎn)進(jìn)行量化。輸入交調(diào)點(diǎn)為假定所需信號(hào)的幅度與不希望產(chǎn)生的諧波成分幅度相同時(shí)的輸入信號(hào)幅度。這種情況下混頻器的LO輸入保持恒定不變，交調(diào)點(diǎn)的階數(shù)或者失真產(chǎn)物僅由RF的乘數(shù)而不是LO的乘數(shù)決定，這是因?yàn)槲覀儍H考慮RF信號(hào)的失真變化。失真產(chǎn)物的幅度隨著輸入信號(hào)幅度增加的快慢由失真信號(hào)的階數(shù)決定。例如，當(dāng)輸入信號(hào)的幅度增加1dB時(shí)，2階互調(diào)(IM)產(chǎn)物的幅度會(huì)增加2dB。

半中頻雜散功率電平

在MAX9993的數(shù)據(jù)資料的AC Electrical Characterisitics表中可以查到以下指標(biāo)

• 在1840MHz時(shí)的RF雜散電平設(shè)定為-5dBm.
• 在1750MHz，LO的電平設(shè)定為+6dBm.
• 測(cè)量到的典型2RF – 2LO雜散響應(yīng)低于RF載波電平70dB，單位為dBc.
• 互調(diào)抑制比(IMR)為70dBc。

圖2中的信號(hào)電平指輸入混頻器并用于計(jì)算輸入IP2或IIP2的特性參數(shù)。


圖2. 涉及混頻器輸入端的二階交調(diào)IIP2的計(jì)算

2x2雜散特性電平可以從下式中得到：

IIP2 = 2 × IMR + P_SPUR = IMR + P_RF
IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
IIP2 = +65dBm

類似的，Maxim的MAX9982 900MHz在同樣的條件下可以提供65dBc的2RF – 2LO雜散響應(yīng)，相應(yīng)的結(jié)果為：

IIP2 = 2 × IMR + P_SPUR = IMR + P_RF
IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
IIP2 = +60dBm

UMTS WCDMA舉例

在UMTS WCDMA 3G設(shè)計(jì)中，使用MAX9993數(shù)據(jù)資料中的2x2指標(biāo)，等效IIP2特性經(jīng)計(jì)算為65dBm，如圖2所示。假定某UMTS WCDMA蜂窩系統(tǒng)與DCS1800蜂窩系統(tǒng)共存，從而導(dǎo)致在帶外有+16dBm的連續(xù)波阻塞信號(hào)(如3GPP標(biāo)準(zhǔn)中所述)。對(duì)于UMTS WCDMA接收機(jī)，在天線端口的IIP2值經(jīng)計(jì)算約為+128dBm。圖3為一個(gè)簡(jiǎn)化的直至第一極混頻器的接收前端框圖，給出了各級(jí)的增益，2階交調(diào)點(diǎn)以及半中頻抑制度。


圖3. 為計(jì)算IIP2給出的簡(jiǎn)化原理框圖

整體的級(jí)連IIP2特性由各級(jí)的增益，濾波器在半中頻位置的抑制度，以及混頻器的2x2或IIP2特性所確定?；祛l器之前的級(jí)聯(lián)IIP2隨著通道上各級(jí)增益值而降低(dB對(duì)dB)。在混頻器前端增加提供額外的雜散抑制度可以提高RF靈敏度。所要計(jì)算的天線端口的等效交調(diào)點(diǎn)以dB為單位增加的幅度為半中頻抑制度的2倍，這是因?yàn)槎沃C波失真幅度的增加速度是所需要的帶內(nèi)信號(hào)幅度增加的兩倍。在天線端口IIP2指標(biāo)的計(jì)算如下：

IIP2_Cascade = IIP2_Mixer – 增益 + 2 × 靈敏度 = +128dBm
IIP2_Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm

明顯可以看到，為滿足半中頻雜散響應(yīng)，MAX9993的高IIP2特性可降低對(duì)濾波器抑制度的要求。例如，如果混頻器的IIP2從+65dBm降低到+45dBm，級(jí)連濾波器的抑制度必須提高10dB。

結(jié)論

讀過這篇應(yīng)用筆記后，讀者應(yīng)能夠?qū)⒒祛l器的2x2雜散響應(yīng)與其對(duì)應(yīng)的IIP2指標(biāo)之間進(jìn)行互相推導(dǎo)。對(duì)2階關(guān)系有這種程度的理解可以使工程師在所要進(jìn)行的應(yīng)用中確定合適的混頻器特性。MAX9993 2GHz混頻器以及MAX9982 900MHz混頻器提供了較優(yōu)良的2x2 (IP2)特性，從而降低對(duì)濾波器的要求，使高性能無線系統(tǒng)的設(shè)計(jì)變得更加完美。

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