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摘要：D類放大器的高效特性，使其成為便攜式和大功率應(yīng)用的理想選擇。傳統(tǒng)的D類放大器需要一個外部低通濾波器，以從脈寬調(diào)制信號(PWM)輸出波形中提取音頻信號。然而，許多現(xiàn)代D類放大器采用先進的調(diào)制技術(shù)，可使各種應(yīng)用免去外部濾波器并降低電磁干擾(EMI)。省掉外部濾波器不僅降低了電路板的空間要求，同時也大幅降低了很多便攜式/緊湊型應(yīng)用的成本。
過去，基于PWM方式的典型D類放大器需要外部濾波元件，會產(chǎn)生EMI/EMC兼容性問題，并且THD+N性能較差，因此與線性放大器相比，它的高效優(yōu)勢大為失色。然而，最新一代的D類放大器采用先進的調(diào)制和反饋技術(shù)，可很好地緩解上述問題。
圖1. 該簡化功能框圖展示了一個基本的半橋式D類放大器的結(jié)構(gòu)。
圖2. 輸出信號脈寬與輸入信號幅值成正比。
為了從PWM波形中提取出放大后的音頻信號，需將D類放大器的輸出送入一個低通濾波器。圖1中的LC低通濾波器作為無源積分器(假設(shè)濾波器的截止頻率比輸出級的開關(guān)頻率至少低一個數(shù)量級)，它的輸出等于方波的平均值。此外，低通濾波器可防止在阻性負載上耗散高頻開關(guān)能量。假設(shè)濾波后的輸出電壓(VO_AVG)和電流(IAVG)在單個開關(guān)周期內(nèi)保持恒定。這種假設(shè)較為準(zhǔn)確，因為fSW比音頻輸入信號的最高頻率要高得多。因此，占空比與濾波后的輸出電壓之間的關(guān)系，可通過對電感電壓和電流進行簡單的時間域分析得到。
流經(jīng)電感的瞬時電流為：
其中，VL(t)是圖1中使用符號法則后的電感瞬時電壓。
由于流入負載的平均電流(IAVG)在單個開關(guān)周期內(nèi)可以看作是恒定的，所以開關(guān)周期(TSW)開始時的電感電流必定與開關(guān)周期結(jié)束時的電感電流相同，如圖3所示。
借助數(shù)學(xué)術(shù)語，可用以下等式表示：
圖3. 基本的半橋式D類放大器中，濾波器電感電流和電壓波形。
等式2表明，電感電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)的積分必定為0。利用等式2并觀察圖3給出的VL(t)波形，可以看出，各區(qū)域面積(AON和AOFF)的絕對值只有彼此相等，等式2才能成立。基于這一信息，我們可以利用開關(guān)波形占空比來表示濾波后的輸出電壓：
將等式4和5代入等式3，得到以下等式：
最后，得到VO的表達式：
式中D是輸出開關(guān)波形的占空比。
典型的D類放大器采用具有噪聲整形功能的反饋環(huán)路，可極大地降低由脈寬調(diào)制器、輸出級以及電源電壓偏離的非線性所引入的帶內(nèi)噪聲。這種拓撲與用在Σ-Δ調(diào)制器中的噪聲整形類似。為闡明噪聲整形功能，圖4給出了一個1階噪聲整形器的簡化框圖。反饋網(wǎng)絡(luò)通常包含一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，但為簡便起見，圖4的反饋比例為1。由于理想積分器的增益與頻率成反比，圖中積分器的傳遞函數(shù)也被簡化為1/s。同時假定PWM模塊具有單位增益，并且在控制環(huán)路中具有零相位偏移。使用基本的控制模塊分析方法，可得到以下輸出表達式：
圖4. D類放大器的控制環(huán)路包含1階噪聲整形電路，可將大部分噪聲推至帶外。
由等式8可知，噪聲項En(s)與一個高通濾波器函數(shù)(噪聲傳遞函數(shù))相乘，而輸入項VIN(s)與一個低通濾波器函數(shù)(信號傳遞函數(shù))相乘。噪聲傳遞函數(shù)的高通濾波器對D類放大器的噪聲進行整形。如果輸出濾波器的截止頻率選取得當(dāng)，大部分噪聲會被推至帶外(圖4)。上述例子使用的是1階噪聲整形器，而多數(shù)現(xiàn)代D類放大器采用高階噪聲整形拓撲，以便進一步優(yōu)化線性和電源抑制特性。
圖5. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出級，使用兩個半橋輸出級對負載進行差分驅(qū)動。
圖6展示了傳統(tǒng)的、基于PWM的BTL型D類放大器輸出波形。在圖6中，各輸出波形彼此互補，從而在負載兩端產(chǎn)生一個差分PWM信號。與半橋式拓撲類似，輸出端需要一個外部LC濾波器，用于提取低頻音頻信號并防止在負載上耗散高頻能量。
圖6. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出波形彼此互補，在負載兩端產(chǎn)生一個差分PWM信號。
全橋式D類放大器除具有與AB類BTL放大器相同的優(yōu)點外，還具有高效特性。BTL放大器的第一個優(yōu)點是，采用單電源供電時輸出端不需要隔直電容。半橋式放大器則不然，因為它的輸出會在VDD與地之間擺動，空閑時占空比為50%。這意味著它的輸出具有約VDD/2的直流偏移。全橋式放大器中，這個偏移會出現(xiàn)在負載的兩側(cè)，輸出端的直流電流為零。它們具有的第二個優(yōu)點是，在相同的電源電壓下，輸出信號擺幅是半橋式放大器的2倍，因為負載是差分驅(qū)動的。在相同電源電壓下，理論上它可提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。
然而，全橋式D類放大器所需的MOSFET開關(guān)個數(shù)也是半橋式拓撲的2倍。一些人會認為這是它的缺點，因為更多的開關(guān)意味著會產(chǎn)生更多的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗。然而，這僅對于大功率輸出的放大器(> 10W)是正確的，因為它們需要更高的輸出電流和電源電壓。有鑒于此，半橋式放大器憑借微弱的效率優(yōu)勢，而常常在大功率應(yīng)用中被采用。大多數(shù)大功率的全橋式放大器在驅(qū)動8Ω負載時，功效在80%到88%之間。然而，當(dāng)每個通道向8Ω負載注入高于14W的功率時，類似MAX9742的半橋式放大器可獲得90%以上的效率。
圖7給出了MAX9700免濾波器調(diào)制器拓撲的簡化功能框圖。與傳統(tǒng)的PWM型BTL放大器不同，每個半橋都有自己專用的比較器，從而可獨立控制每個輸出。調(diào)制器由差分音頻信號和高頻鋸齒波驅(qū)動。當(dāng)兩個比較器輸出均為低電平時，D類放大器的每個輸出均為高。與此同時，或非門的輸出變?yōu)楦唠娖?，但會因為RON和CON組成的RC電路而產(chǎn)生一定延時。一旦或非門延時輸出超過特定門限，開關(guān)SW1和SW2即會閉合。這將使OUT+和OUT-變?yōu)榈?，并保持到下個采樣周期的開始。這種設(shè)計使得兩個輸出同時開通一段最短時間(tON(MIN))，這個時間由RON和CON的值決定。如圖8所示，輸入為零時，兩個輸出同相并具有tON(MIN)的脈沖寬度。隨著音頻輸入信號的增加或減小，其中一個比較器會在另一個之前先翻轉(zhuǎn)。這種工作特性外加最短時間導(dǎo)通電路的作用，將促使一個輸出改變其脈沖寬度，另一個輸出的脈沖寬度保持為tON(MIN) (圖8)。這意味著每個輸出的平均值都包含輸出音頻信號的半波整流結(jié)果。對兩路輸出的平均值進行差值運算，便可得到完整的輸出音頻波形。
圖7. 該簡化功能框圖展示了MAX9700免濾波器D類調(diào)制器的拓撲。
圖8. MAX9700免濾波器調(diào)制器拓撲的輸入和輸出波形。
由于MAX9700的輸出端在空閑時為同相信號，所以負載兩端沒有差分電壓，從而最大限度降低了靜態(tài)功耗，并且無需外部濾波器。Maxim的免濾波器D類放大器從輸出中提取音頻信號時并不依靠外部LC濾波器，而是依靠揚聲器負載固有的電感以及人耳的聽覺特性來恢復(fù)音頻信號。揚聲器電阻(RE)和電感(LE)形成一個1階低通濾波器，其截止頻率為：
對大多數(shù)揚聲器而言，這個1階滾降足以恢復(fù)音頻信號，并可防止在揚聲器電阻上耗散過多高頻開關(guān)能量。即使依然存在殘余開關(guān)能量使揚聲器組件產(chǎn)生運動，這些頻率也無法被人耳聽到或影響聽覺感受。使用免濾波器D類放大器時，為獲得最大輸出功率，揚聲器負載應(yīng)保證在放大器開關(guān)頻率下仍為感性負載。
通過抖動或隨機化D類放大器的開關(guān)頻率實現(xiàn)擴譜調(diào)制。實際開關(guān)頻率相對于標(biāo)稱開關(guān)頻率的變化范圍可達到±10%盡管開關(guān)波形的各個周期會隨機變化，但占空比不受影響，因此輸出波形可以保留音頻信息。圖9a和9b顯示了MAX9700的寬帶輸出頻譜，可以看到擴譜調(diào)制的效果。擴譜調(diào)制有效展寬了輸出信號的頻譜能量，而不是使頻譜能量集中在開關(guān)頻率及其各次諧波上。換句話說，輸出頻譜的總能量沒有變，只是重新分布在更寬的頻帶內(nèi)。這樣就降低了輸出端的高頻能量峰，因而將揚聲器電纜輻射EMI的機會降至最少。雖然一些頻譜噪聲可能由擴譜調(diào)制引入音頻帶寬內(nèi)，這些噪聲可以被反饋環(huán)路的噪聲整形功能抑制掉。
圖9a. 固定開關(guān)頻率下MAX9700的寬帶輸出頻譜。
圖9b. 擴譜調(diào)制將MAX9700的頻譜能量分布在更寬的頻帶內(nèi)。
Maxim的很多免濾波器D類放大器還允許開關(guān)頻率同步至一個外部時鐘信號。因此用戶可以將放大器開關(guān)頻率設(shè)置到相對不敏感的頻率范圍內(nèi)。
盡管擴譜調(diào)制極大地改善了免濾波器D類放大器的EMI性能，為了滿足FCC或CE輻射標(biāo)準(zhǔn)，實際上還是需要對揚聲器電纜長度加以限制。如果設(shè)備因揚聲器電纜過長而沒能通過輻射測試，則需要一個外部輸出濾波器來衰減輸出波形的高頻分量。對于具有適度揚聲器電纜長度的許多應(yīng)用來說，在輸出端安裝磁珠/濾波電容即可滿足要求。EMI性能對布局也十分敏感，為確保滿足適用的FCC和CE標(biāo)準(zhǔn)，必需嚴格遵循PCB布局原則。
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引言
大多數(shù)音頻系統(tǒng)設(shè)計工程師都非常清楚，D類放大器與線性音頻放大器(如A類、B類和AB類)相比，在功效上有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢。對于線性放大器(如AB類)來說，偏置元件和輸出晶體管的線性工作方式會損耗大量功率。因為D類放大器的晶體管只是作為開關(guān)使用的，用來控制流過負載的電流方向，所以輸出級的功耗極低。D類放大器的功耗主要來自輸出晶體管導(dǎo)通阻抗、開關(guān)損耗和靜態(tài)電流開銷。放大器的功耗主要以熱量的形式耗散。D類放大器對散熱器的要求大為降低，甚至可省掉散熱器，因此非常適用于緊湊型大功率應(yīng)用。過去，基于PWM方式的典型D類放大器需要外部濾波元件，會產(chǎn)生EMI/EMC兼容性問題，并且THD+N性能較差，因此與線性放大器相比，它的高效優(yōu)勢大為失色。然而，最新一代的D類放大器采用先進的調(diào)制和反饋技術(shù)，可很好地緩解上述問題。
D類放大器基礎(chǔ)
現(xiàn)代D類放大器使用多種調(diào)制器拓撲結(jié)構(gòu)，而最基本的拓撲組合了脈寬調(diào)制(PWM)以及三角波(或鋸齒波)振蕩器。圖1給出一個基于PWM的半橋式D類放大器簡化框圖。它包括一個脈寬調(diào)制器，兩個輸出MOSFET，和一個用于恢復(fù)被放大的音頻信號的外部低通濾波器(LF和CF)。如圖所示，p溝道和n溝道MOSFET用作電流導(dǎo)向開關(guān)，將其輸出節(jié)點交替連接至VDD和地。由于輸出晶體管使輸出端在VDD或地之間切換，所以D類放大器的最終輸出是一個高頻方波。大多數(shù)D類放大器的開關(guān)頻率(fSW)通常在250kHz至1.5MHz之間。音頻輸入信號對輸出方波進行脈寬調(diào)制。音頻輸入信號與內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生的三角波(或鋸齒波)進行比較，可得到PWM信號。這種調(diào)制方式通常被稱作"自然采樣"，其中三角波振蕩器作為采樣時鐘。方波的占空比與輸入信號電平成正比。沒有輸入信號時，輸出波形的占空比為50%。圖2顯示了不同輸入信號電平下所產(chǎn)生的PWM輸出波形。圖1. 該簡化功能框圖展示了一個基本的半橋式D類放大器的結(jié)構(gòu)。
圖2. 輸出信號脈寬與輸入信號幅值成正比。
為了從PWM波形中提取出放大后的音頻信號，需將D類放大器的輸出送入一個低通濾波器。圖1中的LC低通濾波器作為無源積分器(假設(shè)濾波器的截止頻率比輸出級的開關(guān)頻率至少低一個數(shù)量級)，它的輸出等于方波的平均值。此外，低通濾波器可防止在阻性負載上耗散高頻開關(guān)能量。假設(shè)濾波后的輸出電壓(VO_AVG)和電流(IAVG)在單個開關(guān)周期內(nèi)保持恒定。這種假設(shè)較為準(zhǔn)確，因為fSW比音頻輸入信號的最高頻率要高得多。因此，占空比與濾波后的輸出電壓之間的關(guān)系，可通過對電感電壓和電流進行簡單的時間域分析得到。
流經(jīng)電感的瞬時電流為：
其中，VL(t)是圖1中使用符號法則后的電感瞬時電壓。
由于流入負載的平均電流(IAVG)在單個開關(guān)周期內(nèi)可以看作是恒定的，所以開關(guān)周期(TSW)開始時的電感電流必定與開關(guān)周期結(jié)束時的電感電流相同，如圖3所示。
借助數(shù)學(xué)術(shù)語，可用以下等式表示：
圖3. 基本的半橋式D類放大器中，濾波器電感電流和電壓波形。
等式2表明，電感電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)的積分必定為0。利用等式2并觀察圖3給出的VL(t)波形，可以看出，各區(qū)域面積(AON和AOFF)的絕對值只有彼此相等，等式2才能成立。基于這一信息，我們可以利用開關(guān)波形占空比來表示濾波后的輸出電壓：
將等式4和5代入等式3，得到以下等式：
最后，得到VO的表達式：
式中D是輸出開關(guān)波形的占空比。
利用反饋改善性能
許多D類放大器采用PWM輸出至器件輸入的負反饋環(huán)路。閉環(huán)方案不僅可以改善器件的線性，而且使器件具備電源抑制能力。開環(huán)放大器卻正相反，它的電源抑制能力微乎其微(如果有的話)。在閉環(huán)拓撲中，因為會檢測輸出波形并將其反饋至放大器的輸入端，所以能夠在輸出端檢測到電源的偏離情況，并通過控制環(huán)路對輸出進行校正。閉環(huán)設(shè)計的優(yōu)勢是以可能出現(xiàn)的穩(wěn)定性問題為代價的，這也是所有反饋系統(tǒng)共同面臨的問題。因此必須精心設(shè)計控制環(huán)路并進行補償，確保在任何工作條件下都能保持穩(wěn)定。典型的D類放大器采用具有噪聲整形功能的反饋環(huán)路，可極大地降低由脈寬調(diào)制器、輸出級以及電源電壓偏離的非線性所引入的帶內(nèi)噪聲。這種拓撲與用在Σ-Δ調(diào)制器中的噪聲整形類似。為闡明噪聲整形功能，圖4給出了一個1階噪聲整形器的簡化框圖。反饋網(wǎng)絡(luò)通常包含一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，但為簡便起見，圖4的反饋比例為1。由于理想積分器的增益與頻率成反比，圖中積分器的傳遞函數(shù)也被簡化為1/s。同時假定PWM模塊具有單位增益，并且在控制環(huán)路中具有零相位偏移。使用基本的控制模塊分析方法，可得到以下輸出表達式：
圖4. D類放大器的控制環(huán)路包含1階噪聲整形電路，可將大部分噪聲推至帶外。
由等式8可知，噪聲項En(s)與一個高通濾波器函數(shù)(噪聲傳遞函數(shù))相乘，而輸入項VIN(s)與一個低通濾波器函數(shù)(信號傳遞函數(shù))相乘。噪聲傳遞函數(shù)的高通濾波器對D類放大器的噪聲進行整形。如果輸出濾波器的截止頻率選取得當(dāng)，大部分噪聲會被推至帶外(圖4)。上述例子使用的是1階噪聲整形器，而多數(shù)現(xiàn)代D類放大器采用高階噪聲整形拓撲，以便進一步優(yōu)化線性和電源抑制特性。
D類拓撲—半橋與全橋
很多D類放大器還會使用全橋輸出級。一個全橋使用兩個半橋輸出級，并以差分方式驅(qū)動負載。這種負載連接方式通常稱為橋接負載(BTL)。如圖5所示，全橋結(jié)構(gòu)是通過轉(zhuǎn)換負載的導(dǎo)通路徑來工作的。因此負載電流可以雙向流動，無需負電源或隔直電容。圖5. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出級，使用兩個半橋輸出級對負載進行差分驅(qū)動。
圖6展示了傳統(tǒng)的、基于PWM的BTL型D類放大器輸出波形。在圖6中，各輸出波形彼此互補，從而在負載兩端產(chǎn)生一個差分PWM信號。與半橋式拓撲類似，輸出端需要一個外部LC濾波器，用于提取低頻音頻信號并防止在負載上耗散高頻能量。
圖6. 傳統(tǒng)的全橋式D類輸出波形彼此互補，在負載兩端產(chǎn)生一個差分PWM信號。
全橋式D類放大器除具有與AB類BTL放大器相同的優(yōu)點外，還具有高效特性。BTL放大器的第一個優(yōu)點是，采用單電源供電時輸出端不需要隔直電容。半橋式放大器則不然，因為它的輸出會在VDD與地之間擺動，空閑時占空比為50%。這意味著它的輸出具有約VDD/2的直流偏移。全橋式放大器中，這個偏移會出現(xiàn)在負載的兩側(cè)，輸出端的直流電流為零。它們具有的第二個優(yōu)點是，在相同的電源電壓下，輸出信號擺幅是半橋式放大器的2倍，因為負載是差分驅(qū)動的。在相同電源電壓下，理論上它可提供的最大輸出功率是半橋式放大器的4倍。
然而，全橋式D類放大器所需的MOSFET開關(guān)個數(shù)也是半橋式拓撲的2倍。一些人會認為這是它的缺點，因為更多的開關(guān)意味著會產(chǎn)生更多的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗。然而，這僅對于大功率輸出的放大器(> 10W)是正確的，因為它們需要更高的輸出電流和電源電壓。有鑒于此，半橋式放大器憑借微弱的效率優(yōu)勢，而常常在大功率應(yīng)用中被采用。大多數(shù)大功率的全橋式放大器在驅(qū)動8Ω負載時，功效在80%到88%之間。然而，當(dāng)每個通道向8Ω負載注入高于14W的功率時，類似MAX9742的半橋式放大器可獲得90%以上的效率。
省去輸出濾波器—免濾波器調(diào)制器
傳統(tǒng)D類放大器的一個主要缺點就是它需要外部LC濾波器。這不僅增加了方案總成本和電路板空間，也可能因濾波元件的非線性而引入額外失真。幸好，很多現(xiàn)代D類放大器采用了先進的"免濾波器"調(diào)制方案，從而省掉或至少是最大限度降低了外部濾波器要求。圖7給出了MAX9700免濾波器調(diào)制器拓撲的簡化功能框圖。與傳統(tǒng)的PWM型BTL放大器不同，每個半橋都有自己專用的比較器，從而可獨立控制每個輸出。調(diào)制器由差分音頻信號和高頻鋸齒波驅(qū)動。當(dāng)兩個比較器輸出均為低電平時，D類放大器的每個輸出均為高。與此同時，或非門的輸出變?yōu)楦唠娖?，但會因為RON和CON組成的RC電路而產(chǎn)生一定延時。一旦或非門延時輸出超過特定門限，開關(guān)SW1和SW2即會閉合。這將使OUT+和OUT-變?yōu)榈?，并保持到下個采樣周期的開始。這種設(shè)計使得兩個輸出同時開通一段最短時間(tON(MIN))，這個時間由RON和CON的值決定。如圖8所示，輸入為零時，兩個輸出同相并具有tON(MIN)的脈沖寬度。隨著音頻輸入信號的增加或減小，其中一個比較器會在另一個之前先翻轉(zhuǎn)。這種工作特性外加最短時間導(dǎo)通電路的作用，將促使一個輸出改變其脈沖寬度，另一個輸出的脈沖寬度保持為tON(MIN) (圖8)。這意味著每個輸出的平均值都包含輸出音頻信號的半波整流結(jié)果。對兩路輸出的平均值進行差值運算，便可得到完整的輸出音頻波形。
圖7. 該簡化功能框圖展示了MAX9700免濾波器D類調(diào)制器的拓撲。
圖8. MAX9700免濾波器調(diào)制器拓撲的輸入和輸出波形。
由于MAX9700的輸出端在空閑時為同相信號，所以負載兩端沒有差分電壓，從而最大限度降低了靜態(tài)功耗，并且無需外部濾波器。Maxim的免濾波器D類放大器從輸出中提取音頻信號時并不依靠外部LC濾波器，而是依靠揚聲器負載固有的電感以及人耳的聽覺特性來恢復(fù)音頻信號。揚聲器電阻(RE)和電感(LE)形成一個1階低通濾波器，其截止頻率為：
對大多數(shù)揚聲器而言，這個1階滾降足以恢復(fù)音頻信號，并可防止在揚聲器電阻上耗散過多高頻開關(guān)能量。即使依然存在殘余開關(guān)能量使揚聲器組件產(chǎn)生運動，這些頻率也無法被人耳聽到或影響聽覺感受。使用免濾波器D類放大器時，為獲得最大輸出功率，揚聲器負載應(yīng)保證在放大器開關(guān)頻率下仍為感性負載。
擴譜調(diào)制使EMI最小化
免濾波器工作方式的一個缺點就是可能通過揚聲器電纜輻射EMI。由于D類放大器的輸出波形為高頻方波，并具有陡峭的過渡邊沿，因此輸出頻譜會在開關(guān)頻率及開關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量。在緊靠器件的位置沒有安裝外部輸出濾波器的話，這些高頻能量就會通過揚聲器電纜輻射出去。Maxim的免濾波器D類放大器采用享有專利的擴譜調(diào)制*方案，可幫助緩解可能的EMI問題。通過抖動或隨機化D類放大器的開關(guān)頻率實現(xiàn)擴譜調(diào)制。實際開關(guān)頻率相對于標(biāo)稱開關(guān)頻率的變化范圍可達到±10%盡管開關(guān)波形的各個周期會隨機變化，但占空比不受影響，因此輸出波形可以保留音頻信息。圖9a和9b顯示了MAX9700的寬帶輸出頻譜，可以看到擴譜調(diào)制的效果。擴譜調(diào)制有效展寬了輸出信號的頻譜能量，而不是使頻譜能量集中在開關(guān)頻率及其各次諧波上。換句話說，輸出頻譜的總能量沒有變，只是重新分布在更寬的頻帶內(nèi)。這樣就降低了輸出端的高頻能量峰，因而將揚聲器電纜輻射EMI的機會降至最少。雖然一些頻譜噪聲可能由擴譜調(diào)制引入音頻帶寬內(nèi)，這些噪聲可以被反饋環(huán)路的噪聲整形功能抑制掉。
圖9a. 固定開關(guān)頻率下MAX9700的寬帶輸出頻譜。
圖9b. 擴譜調(diào)制將MAX9700的頻譜能量分布在更寬的頻帶內(nèi)。
Maxim的很多免濾波器D類放大器還允許開關(guān)頻率同步至一個外部時鐘信號。因此用戶可以將放大器開關(guān)頻率設(shè)置到相對不敏感的頻率范圍內(nèi)。
盡管擴譜調(diào)制極大地改善了免濾波器D類放大器的EMI性能，為了滿足FCC或CE輻射標(biāo)準(zhǔn)，實際上還是需要對揚聲器電纜長度加以限制。如果設(shè)備因揚聲器電纜過長而沒能通過輻射測試，則需要一個外部輸出濾波器來衰減輸出波形的高頻分量。對于具有適度揚聲器電纜長度的許多應(yīng)用來說，在輸出端安裝磁珠/濾波電容即可滿足要求。EMI性能對布局也十分敏感，為確保滿足適用的FCC和CE標(biāo)準(zhǔn)，必需嚴格遵循PCB布局原則。
工商網(wǎng)監(jiān)
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