用于時(shí)間交織ADC的高精度開環(huán)跟蹤保持電路設(shè)計(jì)

用于時(shí)間交織ADC的高精度開環(huán)跟蹤保持電路設(shè)計(jì)

0? 概述

隨著數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)展，高速數(shù)字處理系統(tǒng)對模擬信號和數(shù)字信號之間的轉(zhuǎn)換要求越來越高。目前高性能模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的兩大主要發(fā)展方向是高速、中低精度ADC和低速、高精度ADC。前端T&H電路通常是ADC設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵，其動態(tài)精度的好壞直接影響著ADC性能的優(yōu)劣。

1?開環(huán)T&H電路

在超高速ADC的設(shè)計(jì)中，一般多采用全并行Flash結(jié)構(gòu)或者是時(shí)間交織結(jié)構(gòu)。

而在時(shí)間交織結(jié)構(gòu)中，其前端T&H電路則可以根據(jù)設(shè)計(jì)要求分別采用開環(huán)或者閉環(huán)結(jié)構(gòu)。閉環(huán)結(jié)構(gòu)速度較低，精度較高，而開環(huán)結(jié)構(gòu)速度高，但本身精度較低。本設(shè)計(jì)中采用后者。

T&H電路的失真主要來源于非線性MOS開關(guān)電阻、開關(guān)寄生電容和開關(guān)電荷注入。MOS開關(guān)導(dǎo)通電阻的非線性在跟蹤信號時(shí)產(chǎn)生的失真，也限制了電路跟蹤和建立時(shí)間。因此，在超高速T&H電路中，輸入采樣開關(guān)必須具有較低且近乎恒定的導(dǎo)通電阻。

圖1所示是開環(huán)T&H電路的結(jié)構(gòu)，該電路主要包括采樣開關(guān)、采樣電容和輸出緩沖器三個(gè)部分。為了解決開環(huán)電路本身線性度差的問題，本文采用了自舉開關(guān)技術(shù)和加強(qiáng)型緩沖器技術(shù)。自舉采樣開關(guān)可提高開關(guān)導(dǎo)通電阻的線性度，且差分結(jié)構(gòu)可以降低電荷注入，改善電路性能；而后端的加強(qiáng)型緩沖器技術(shù)則提高了帶寬和增益，降低了管子尺寸和功耗，最終達(dá)到提高開環(huán)T&H電路精度的目的。


2 自舉采樣開關(guān)

由于采樣開關(guān)在導(dǎo)通時(shí)可等效為一個(gè)非線性電阻，它會引入噪聲和非線性失真，因此，采樣開關(guān)的線性度直接影響著T&H電路的精度?，F(xiàn)在應(yīng)用中的高線性度開關(guān)主要有互補(bǔ)MOS開關(guān)和自舉采樣開關(guān)。

圖2給出了本文所采用的自舉采樣開關(guān)的結(jié)構(gòu)。該電路主要包括時(shí)鐘自舉和柵壓自舉NMOS開關(guān)兩部分。其中M1～M2和C₁～C₂組成時(shí)鐘自舉電路，M₃～M₄和CB組成柵壓自舉電路。整個(gè)電路由兩相不交疊時(shí)鐘控制。



當(dāng)時(shí)鐘CLK為高時(shí)，M₆～M₇導(dǎo)通可將開關(guān)MS柵壓拉到地，同時(shí)M₃～M₄眠管導(dǎo)通可對C_B進(jìn)行充電至Vdd；反之，當(dāng)時(shí)鐘CLK為低時(shí)，C_B放電，M₈管導(dǎo)通，輸入信號電壓V_IN加到C_B下極板上，開關(guān)管MS的柵極電壓被提高到(V_IN+V_dd)，從而使開關(guān)管的柵源電壓恒定為Vdd。

由于傳統(tǒng)的柵壓自舉電路中，電容C_B上下極板相連的寄生電容會導(dǎo)致電荷共享，從而使開關(guān)的柵源電壓減小。開關(guān)的柵源電壓可以表示為：

其中，C_P表示與充電電容C_B相連的寄生電容的總和。電容C₃的加入不僅可以加速M(fèi)₉管迅速導(dǎo)通，而且更重要的是降低了電路的寄生電容，減小了對輸入信號造成的影響，從而提高開關(guān)M_S的柵源電壓，改善開關(guān)的線性度。M₁～M₄的尺寸可以適當(dāng)大些，以加快充放電速度，另外，下拉開關(guān)M₂也可以適當(dāng)大些，以加速關(guān)斷。溝道電荷注入也是影響開關(guān)線性度的另一個(gè)重要因素，因此，本設(shè)計(jì)加入了冗余開關(guān)管M_D，以降低溝道電荷注入，改善開關(guān)的性能。

3 緩沖器設(shè)計(jì)

緩沖器作為T&H電路設(shè)計(jì)的另一個(gè)重要部分，其增益和帶寬都將影響整個(gè)ADC的動態(tài)性能。在以往的開環(huán)結(jié)構(gòu)中，緩沖器的結(jié)構(gòu)主要有源級跟隨器(SF)和單位增益放大器兩種形式。SF的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡單且功耗較低。理想的SF具有較好的線性度和單位增益放大能力且此性能與偏置電流和晶體管尺寸都不相關(guān)。然而，在實(shí)際運(yùn)用中，SF會受到體效應(yīng)和短溝效應(yīng)的影響，從而導(dǎo)致信號衰減和增益的下降。為了提高SF的精度，只能通過改變晶體管尺寸和偏置電流，但這又與電路的功耗和速度相矛盾。此外，SF的另一個(gè)缺點(diǎn)是增益和線性度對設(shè)計(jì)參數(shù)不敏感，但這同時(shí)也是其優(yōu)點(diǎn)，其對電路失配也不敏感。

相比于SF而言，單位增益放大器本身的增益也并非單位增益，需要通過設(shè)計(jì)參數(shù)調(diào)整得到。比較常用的是源級弱化交叉耦合對結(jié)構(gòu)，其設(shè)計(jì)裕度比普通的差分對結(jié)構(gòu)和SF結(jié)構(gòu)都更大。根據(jù)本設(shè)計(jì)對帶寬的要求，負(fù)載電阻不能太大。故為了保證增益，偏置電流和管子尺寸都比較大，影響電路的功耗；同時(shí)為了提高偏置電流管的電壓裕度和輸入共模范圍，又要引入大的源級衰減電阻，而此電阻又會引入噪聲跟諧波，影響電路的動態(tài)精度。

通過對以上兩種結(jié)構(gòu)的分析比較，結(jié)合本設(shè)計(jì)對速度和功耗的指標(biāo)要求，本文采用加強(qiáng)型源隨器技術(shù)，設(shè)計(jì)了一種可滿足本設(shè)計(jì)要求的高增益、高帶寬的緩沖器。

圖3是本設(shè)計(jì)所采用的緩沖器結(jié)構(gòu)。其中P管源隨器為主管，在此源隨器的基礎(chǔ)上加入的N管用來鉗位P管的源漏電壓，以使得漏源電壓為常數(shù)。在深亞微米工藝中，MOS管的最小溝道長度會減小，輸出電阻變小且受短溝效應(yīng)和背柵效應(yīng)影響而是非線性，從而導(dǎo)致電路增益降低并引入了失真。N管可使主管的漏源電壓恒定，從而使得短溝效應(yīng)降低，也降低了P管的漏源電壓，提高了輸出電阻，從而改善了增益和線性度。與傳統(tǒng)的級串型源隨器相比，由于漏端跟柵端電壓幾乎保持相同的電壓相位和幅度，柵漏電容也降低了，故輸入電容不但不會增加，反而降低了。而低的輸入電容又避免了對高頻輸入信號的衰減。


參考零極點(diǎn)分析，在適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)參數(shù)下，由于左半平面零點(diǎn)的存在，使得增益曲線中有一個(gè)上翹的過程，從而展寬了緩沖器帶寬，圖4所示為其緩沖的增益曲線。從圖4中給出的三種結(jié)構(gòu)的增益仿真結(jié)果可以看出，在驅(qū)動相同的負(fù)載情況下，本文的輸出緩沖器結(jié)構(gòu)增益和有效增益帶寬都明顯好于其他兩種結(jié)構(gòu)。



4 仿真結(jié)果分析

該電路采用0.18μCMOS工藝模型，輸入信號峰峰值為1.6Vpp，采樣頻率為400 MHz，可在HSPICE仿真條件下進(jìn)行設(shè)計(jì)仿真。圖5給出了T&H電路的無雜散動態(tài)范圍仿真結(jié)果。從圖中可以看出，本T&H電路結(jié)構(gòu)的靜態(tài)精度為79 dB，相對于交叉耦合對結(jié)構(gòu)的59 dB靜態(tài)精度，有近20 dB的提高。電路的動態(tài)精度可以達(dá)到58.7 dB，相對提高了16.5 dB。可見，本文介紹的T&H電路無論是靜態(tài)精度，還是動態(tài)精度都優(yōu)于以往文獻(xiàn)中的結(jié)構(gòu)性能，而且在面積功耗方面也都有所縮小。


5?結(jié)束語

本文采用0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一種適用于TI-ADC的高速、低功耗開環(huán)T&H電路。仿真結(jié)果表明：通過采用高線性度自舉開關(guān)和高增益高帶寬輸出緩沖器可以顯著改善開環(huán)T&H電路的精度?？稍?00 MHz的采樣頻率，1.6Vpp的輸入信號范圍，799.8047 MHz信號輸入頻率下，最終獲得9.5位的近似精度，同時(shí)電路功耗僅10.56mW。由此可見，本開環(huán)T&H電路的設(shè)計(jì)簡單，功耗低，能夠較好滿足較高線性度的應(yīng)用要求。