從WiFi收發(fā)器的PCB布局，看射頻電路電源和接地的設(shè)計(jì)方法

射頻(RF)電路的電路板布局應(yīng)在理解電路板結(jié)構(gòu)、電源布線和接地的基本原則的基礎(chǔ)上進(jìn)行。本文探討了相關(guān)的基本原則，并提供了一些實(shí)用的、經(jīng)過(guò)驗(yàn)證的電源布線、電源旁路和接地技術(shù)，可有效提高RF設(shè)計(jì)的性能指標(biāo)。

考慮到實(shí)際設(shè)計(jì)中PLL雜散信號(hào)對(duì)于電源耦合、接地和濾波器元件的位置非常敏感，本文著重討論了有關(guān)PLL雜散信號(hào)抑制的方法。為便于說(shuō)明問(wèn)題，本文以MAX2827 802.11a/g收發(fā)器的PCB布局作為參考設(shè)計(jì)。

射頻(RF)電路的電路板布局應(yīng)在理解電路板結(jié)構(gòu)、電源布線和接地的基本原則的基礎(chǔ)上進(jìn)行。本文探討了相關(guān)的基本原則，并提供了一些實(shí)用的、經(jīng)過(guò)驗(yàn)證的電源布線、電源旁路和接地技術(shù)，可有效提高RF設(shè)計(jì)的性能指標(biāo)?？紤]到實(shí)際設(shè)計(jì)中PLL雜散信號(hào)對(duì)于電源耦合、接地和濾波器元件的位置非常敏感，本文著重討論了有關(guān)PLL雜散信號(hào)抑制的方法。為便于說(shuō)明問(wèn)題，本文以MAX2827 802.11a/g收發(fā)器的PCB布局作為參考設(shè)計(jì)。

設(shè)計(jì)RF電路時(shí)，電源電路的設(shè)計(jì)和電路板布局常常被留到了高頻信號(hào)通路的設(shè)計(jì)完成之后。對(duì)于沒(méi)有經(jīng)過(guò)認(rèn)真考慮的設(shè)計(jì)，電路周?chē)碾娫措妷汉苋菀桩a(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出和噪聲，這會(huì)進(jìn)一步影響到RF電路的性能。合理分配PCB的板層、采用星型拓?fù)涞腣cc引線，并在Vcc引腳加上適當(dāng)?shù)娜ヱ铍娙?，將有助于改善系統(tǒng)的性能，獲得指標(biāo)。

電源布線和旁路的基本原則

明智的PCB板層分配便于簡(jiǎn)化后續(xù)的布線處理，對(duì)于一個(gè)四層PCB板(WLAN中常用的電路板)，在大多數(shù)應(yīng)用中用電路板的頂層放置元器件和RF引線，第二層作為系統(tǒng)地，電源部分放置在第三層，任何信號(hào)線都可以分布在第四層。

第二層采用連續(xù)的地平面布局對(duì)于建立阻抗受控的RF信號(hào)通路非常必要，它還便于獲得盡可能短的地環(huán)路，為層和第三層提供高度的電氣隔離，使得兩層之間的耦合。當(dāng)然，也可以采用其它板層定義的方式(特別是在電路板具有不同的層數(shù)時(shí))，但上述結(jié)構(gòu)是經(jīng)過(guò)驗(yàn)證的一個(gè)成功范例。

大面積的電源層能夠使Vcc布線變得輕松，但是，這種結(jié)構(gòu)常常是引發(fā)系統(tǒng)性能惡化的導(dǎo)火索，在一個(gè)較大平面上把所有電源引線接在一起將無(wú)法避免引腳之間的噪聲傳輸。反之，如果使用星型拓?fù)鋭t會(huì)減輕不同電源引腳之間的耦合。圖1給出了星型連接的Vcc布線方案，該圖取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收發(fā)器的評(píng)估板。圖中建立了一個(gè)主Vcc節(jié)點(diǎn)，從該點(diǎn)引出不同分支的電源線，為RF IC的電源引腳供電。每個(gè)電源引腳使用獨(dú)立的引線在引腳之間提供了空間上的隔離，有利于減小它們之間的耦合。另外，每條引線還具有一定的寄生電感，這恰好是我們所希望的，它有助于濾除電源線上的高頻噪聲。

使用星型拓?fù)銿cc引線時(shí)，還有必要采取適當(dāng)?shù)碾娫慈ヱ?，而去?a href="http://srfitnesspt.com/tags/電容/" target="_blank">電容存在一定的寄生電感。事實(shí)上，電容等效為一個(gè)串聯(lián)的RLC電路，電容在低頻段起主導(dǎo)作用，但在自激振蕩頻率(SRF)：

之后，電容的阻抗將呈現(xiàn)出電感性。由此可見(jiàn)，電容器只是在頻率接近或低于其SRF時(shí)才具有去耦作用，在這些頻點(diǎn)電容表現(xiàn)為低阻。圖2給出了不同容值下的典型S11參數(shù)，從這些曲線可以清楚地看到SRF，還可以看出電容越大，在較低頻率處所提供的去耦性能越好(所呈現(xiàn)的阻抗越低)。

在Vcc星型拓?fù)涞闹鞴?jié)點(diǎn)處放置一個(gè)大容量的電容器，如2.2μF。該電容具有較低的SRF，對(duì)于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。IC的每個(gè)電源引腳需要一個(gè)低容量的電容器(如10nF)，用來(lái)濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對(duì)于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個(gè)旁路電容。例如：用一個(gè)10pF電容與一個(gè)10nF電容并聯(lián)提供旁路，可以提供更寬頻率范圍的去耦，盡量消除噪聲對(duì)電源電壓的影響。每個(gè)電源引腳都需要認(rèn)真檢驗(yàn)，以確定需要多大的去耦電容以及實(shí)際電路在哪些頻點(diǎn)容易受到噪聲的干擾。

良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)腜CB布局、Vcc引線(星型拓?fù)?相結(jié)合，能夠?yàn)槿魏蜶F系統(tǒng)設(shè)計(jì)奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計(jì)中還會(huì)存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素，但是，擁有一個(gè)“無(wú)噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。

接地和過(guò)孔設(shè)計(jì)

地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設(shè)計(jì)的關(guān)鍵，它們會(huì)直接影響到電路板的寄生參數(shù)，存在降低系統(tǒng)性能的隱患。RF電路設(shè)計(jì)中沒(méi)有的接地方案，設(shè)計(jì)中可以通過(guò)幾個(gè)途徑達(dá)到滿意的性能指標(biāo)?？梢詫⒌仄矫婊蛞€分為模擬信號(hào)地和數(shù)字信號(hào)地，還可以隔離大電流或功耗較大的電路。

根據(jù)以往WLAN評(píng)估板的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，在四層板中使用單獨(dú)的接地層可以獲得較好的結(jié)果。憑借這些經(jīng)驗(yàn)性的方法，用地層將RF部分與其它電路隔離開(kāi)，可以避免信號(hào)間的交叉干擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平面，層用于放置元件和RF引線。

接地層確定后，將所有的信號(hào)地以短的路徑連接到地層非常關(guān)鍵，通常用過(guò)孔將頂層的地線連接到地層，需要注意的是，過(guò)孔呈現(xiàn)為感性。圖3所示為過(guò)孔的電氣特性模型，其中Lvia為過(guò)孔電感，Cvia為過(guò)孔PCB焊盤(pán)的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術(shù)，可以忽略寄生電容。一個(gè)1.6mm深、孔徑為0.2mm的過(guò)孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。

因此，一個(gè)接地過(guò)孔并不能夠?yàn)镽F信號(hào)提供真正的接地，對(duì)于高品質(zhì)的電路板設(shè)計(jì)，應(yīng)該在RF電路部分提供盡可能多的接地過(guò)孔，特別是對(duì)于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤(pán)。不良的接地還會(huì)在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生有害的輻射，降低增益和噪聲系數(shù)指標(biāo)。還需注意的是，接地焊盤(pán)的不良焊接會(huì)引發(fā)同樣的問(wèn)題。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個(gè)連接地層的過(guò)孔。

濾除其它級(jí)電路的噪聲、抑制本地產(chǎn)生的噪聲，從而消除級(jí)與級(jí)之間通過(guò)電源線的交叉干擾，這是Vcc去耦帶來(lái)的好處。如果去耦電容使用了同一接地過(guò)孔，由于過(guò)孔與地之間的電感效應(yīng)，這些連接點(diǎn)的過(guò)孔將會(huì)承載來(lái)自兩個(gè)電源的全部RF干擾，不僅喪失了去耦電容的功能，而且還為系統(tǒng)中的級(jí)間噪聲耦合提供了另外一條通路。

在本文的后面部分將會(huì)看到，PLL的實(shí)現(xiàn)在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中總是面臨巨大挑戰(zhàn)，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC設(shè)計(jì)中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內(nèi)部，大多數(shù)PLL都利用數(shù)字電流電荷泵輸出通過(guò)一個(gè)環(huán)路濾波器控制VCO。通常，需要用二階或三階的RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數(shù)字脈沖電流，得到模擬控制電壓。靠近電荷泵輸出的兩個(gè)電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣，可以隔離地回路的脈沖電流通路，盡量減小LO中相應(yīng)的雜散頻率。第三個(gè)電容(對(duì)于三階濾波器)應(yīng)該直接與VCO的地層連接，以避免控制電壓隨數(shù)字電流浮動(dòng)。如果違背這些原則，將會(huì)導(dǎo)致相當(dāng)大的雜散成分。

圖4所示為PCB布線的一個(gè)范例，在接地焊盤(pán)上有許多接地過(guò)孔，允許每個(gè)Vcc去耦電容有其獨(dú)立的接地過(guò)孔。方框內(nèi)的電路是PLL環(huán)路濾波器，個(gè)電容直接與GND_CP相連，第二個(gè)電容(與一個(gè)R串聯(lián))旋轉(zhuǎn)180度，返回到相同的GND_CP，第三個(gè)電容則與GND_VCO相連。這種接地方案可以獲得較高的系統(tǒng)性能。

通過(guò)適當(dāng)?shù)碾娫春徒拥匾种芇LL雜散信號(hào)

滿足802.11a/b/g系統(tǒng)發(fā)送頻譜模板的要求是設(shè)計(jì)過(guò)程中的一個(gè)難點(diǎn)，必須對(duì)線性指標(biāo)和功耗進(jìn)行平衡，并留出一定裕量，確保在維持足夠的發(fā)射功率的前提下符合IEEE和FCC規(guī)范。IEEE 802.11g系統(tǒng)在天線端所要求的典型輸出功率為+15dBm，頻率偏差20MHz時(shí)為-28dBr。

頻帶內(nèi)相鄰信道的功率抑制比(ACPR)是器件線性特性的函數(shù)，這在一定前提下、對(duì)于特定的應(yīng)用是正確的。在發(fā)送通道優(yōu)化ACPR特性的大量工作是靠憑借經(jīng)驗(yàn)對(duì)Tx IC和PA的偏置進(jìn)行調(diào)節(jié)，并對(duì)PA的輸入級(jí)、輸出級(jí)和中間級(jí)的匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行調(diào)諧實(shí)現(xiàn)的。

然而，并非所有引發(fā)ACPR的問(wèn)題都?xì)w咎于器件的線性特性，一個(gè)很好的例證是：在經(jīng)過(guò)一系列的調(diào)節(jié)、對(duì)功率放大器和PA驅(qū)動(dòng)器(對(duì)ACPR起主要作用的兩個(gè)因素)進(jìn)行優(yōu)化后，WLAN發(fā)送器的鄰道特性還是無(wú)法達(dá)到預(yù)期的指標(biāo)。這時(shí)，需要注意來(lái)自發(fā)送器鎖相環(huán)中本振(LO)的雜散信號(hào)同樣會(huì)使ACPR性能變差。LO的雜散信號(hào)會(huì)與被調(diào)制的基帶信號(hào)混頻，混頻后的成分將沿著預(yù)期的信號(hào)通道進(jìn)行放大。

這一混頻效應(yīng)只有在PLL雜散成分高于一定門(mén)才會(huì)產(chǎn)生問(wèn)題，低于一定門(mén)，ACPR將主要受PA非線性的制約。當(dāng)Tx輸出功率和頻譜模板特性是“線性受限”時(shí)，我們需要對(duì)線性指標(biāo)和輸出功率進(jìn)行平衡;如果LO雜散特性成為制約ACPR性能的主要因素時(shí)，我們所面臨的將是“雜散受限”，需要在指定的POUT下將PA偏置在更高的工作點(diǎn)，減弱它對(duì)ACPR的影響,這將消耗更大的電流，限制設(shè)計(jì)的靈活性。

上述討論提出了另外一個(gè)問(wèn)題，即如何有效地將PLL雜散成分限制在一定的范圍內(nèi)，使其不對(duì)發(fā)射頻譜產(chǎn)生影響。一旦發(fā)現(xiàn)了雜散成分，首先想到的方案就是將PLL環(huán)路濾波器的帶寬變窄，以便衰減雜散信號(hào)的幅度。這種方法在極少數(shù)的情況下是有效的，但它存在一些潛在問(wèn)題。

圖5給出了一種假設(shè)的情況，假設(shè)設(shè)計(jì)中采用了一個(gè)具有20MHz相對(duì)頻率的N分頻合成器，如果環(huán)路濾波器是二階的，截止頻率為200kHz，滾降速率通常為40dB/decade，在20MHz頻點(diǎn)可以獲得80dB的衰減。如果參考雜散成分為-40dBc(假設(shè)可以導(dǎo)致有害的調(diào)制分量的電平)，產(chǎn)生雜散的機(jī)制可能超出環(huán)路濾波器的作用范圍(如果它是在濾波器之前產(chǎn)生的，其幅度可能非常大)。壓縮環(huán)路濾波器的帶寬將不會(huì)改善雜散特性，反而提高了PLL鎖相時(shí)間，對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生明顯的負(fù)面影響。

經(jīng)驗(yàn)證明，抑制PLL雜散有效的途徑應(yīng)該是合理的接地、電源布局和去耦技術(shù)，本文討論的布線原則是減小PLL雜散分量的良好設(shè)計(jì)開(kāi)端。考慮到電荷泵中存在較大的電流變化，采用星型拓?fù)浞浅１匾Ｈ绻麤](méi)有足夠的隔離，電流脈沖產(chǎn)生的噪聲會(huì)耦合到VCO的電源，對(duì)VCO頻率進(jìn)行調(diào)制，通常稱為“VCO牽引”。通過(guò)電源線間的物理間隔和每個(gè)Vcc引腳的去耦電容、合理放置接地過(guò)孔、引入一個(gè)串聯(lián)的鐵氧體元件(作為一個(gè)手段)等措施可以提高隔離度。上述措施并不需要全部用在每個(gè)設(shè)計(jì)中，適當(dāng)采用每種方式都會(huì)有效降低雜散幅度。

圖6提供了一個(gè)由于不合理的VCO電源去耦方案所產(chǎn)生的結(jié)果，電源紋波表明正是電荷泵的開(kāi)關(guān)效應(yīng)導(dǎo)致電源線上的強(qiáng)干擾。值得慶幸的是，這種強(qiáng)干擾可以通過(guò)增加旁路電容得到有效抑制。另外，如果電源布線不合理，例如VCO的電源引線恰好位于電荷泵電源的下面，可以在VCO電源上觀察到同樣的噪聲，所產(chǎn)生的雜散信號(hào)足以影響到ACPR特性，即使加強(qiáng)去耦，測(cè)試結(jié)果也不會(huì)得到改善。這種情況下，需要考察一下PCB布線，重新布置VCO的電源引線，將有效改善雜散特性，達(dá)到規(guī)范所要求的指標(biāo)。

審核編輯：湯梓紅